北斗MEO/IGSO衛(wèi)星B1頻點(diǎn)弱信號捕獲方法

翟紅英，齊建中，宋 鵬

(北方工業(yè)大學(xué) 電子信息工程學(xué)院，北京 100144)

0 引言

隨著我國自主研制的“北斗二代”衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)成功投入運(yùn)營，用戶設(shè)備部分即北斗衛(wèi)星導(dǎo)航接收機(jī)的研制也蓬勃發(fā)展，其中信號捕獲是接收機(jī)研制過程中至關(guān)重要的第一步。

高靈敏度捕獲技術(shù)針對微弱信號進(jìn)行捕獲處理，方法主要包括加長相干積分時(shí)間和增加非相干累加次數(shù)。一般而言，加長相干積分時(shí)間提高信噪比的效果要好于增加非相干累加次數(shù)的效果，然而相干積分時(shí)間的加長需要相應(yīng)地減小捕獲搜索頻率步長，增加搜索次數(shù)，大大消耗了捕獲所需的時(shí)間。在實(shí)際應(yīng)用中需要綜合考慮捕獲時(shí)間和捕獲靈敏度的問題。由于傳統(tǒng)的GPS信號中導(dǎo)航電文每20 ms可能產(chǎn)生一次極性變化[1]，這種較長的間隔時(shí)間使得相干積分、非相干積分和差分相干積分等弱信號捕獲技術(shù)得以有效實(shí)施[2]，而北斗信號中NH碼的調(diào)制使得這種極性翻轉(zhuǎn)更為頻繁[3]，直接采用上述積分方式極有可能帶來很大的能量損失，因此必須深入研究NH碼調(diào)制對捕獲的影響，以便采用合適的處理方式，提高弱信號環(huán)境下的北斗信號處理增益。

基于此，本文以實(shí)際應(yīng)用為背景，提出并實(shí)現(xiàn)了一種基于FPGA+DSP的北斗MEO/IGSO衛(wèi)星B1頻點(diǎn)弱信號捕獲方法。該方法首先對20位NH碼采樣，再對低通濾波后的數(shù)據(jù)進(jìn)行去NH碼運(yùn)算，之后采用相干積分以獲得較高的信噪比增益，采用FFT-IFFT(FFT循環(huán)相關(guān))進(jìn)行信號自相關(guān)處理[4]，在此基礎(chǔ)上，采用可變長度非相干累加進(jìn)一步提高信噪比增益，在成功捕獲該信號后即停止非相干累加。這樣在既保證了捕獲靈敏度的同時(shí)又盡量減少捕獲所需時(shí)間。同時(shí)通過一定捕獲控制策略，保證成功捕獲時(shí)的多普勒頻率接近真實(shí)多普勒頻率，從而實(shí)現(xiàn)北斗MEO/IGSO衛(wèi)星B1頻點(diǎn)弱信號的捕獲及后續(xù)處理。

1 北斗MEO/IGSO衛(wèi)星B1信號模型

由于GPS信號調(diào)制的載波頻率較高，一般不適合直接進(jìn)行處理。因此通過下變頻將接收天線收到的北斗MEO/IGSO衛(wèi)星B1頻點(diǎn)弱信號下變頻為3.098 MHz的中頻信號，然后對中頻模擬信號進(jìn)行數(shù)字量化，提供給FPGA進(jìn)行捕獲處理[5]。因此，本文中的信號模型指輸入到FPGA的數(shù)字信號，其表達(dá)式為：

S(t)=AC(t-τ)D(t-τ)NH(t-τ)·

cos(2πfIFt+f)(t)+n(t)，

(1)

式中，A為指信號功率；C(t)為C/A碼；D(t)為北斗衛(wèi)星的導(dǎo)航數(shù)據(jù)碼；NH(t)為北斗信號的NH編碼；fIF為信號的載波頻率；φ(t)為初始相位；n(t)為均值為0的高斯白噪聲。

2 信號捕獲

2.1 捕獲算法流程

對FPGA輸入的數(shù)字信號首先要進(jìn)行載波剝離，即將輸入信號與本地產(chǎn)生的載波相乘，并保留低頻成分。本地載波發(fā)生器輸出同相、正交兩路信號，其表達(dá)式為：

I(t)=cos(2π(fIF+Δf)t+φ0)，

(2)

Q(t)=sin(2π(fIF+Δf)t+φ0)，

(3)

經(jīng)過相乘和低通濾波之后的結(jié)果為：

I(t)=AC(t-τ)D(t-τ)NH(t-τ)cos(φ(t)-

2πΔft-φ0)，

(4)

Q(t)=AC(t-τ)D(t-τ)NH(t-τ)sin(φ(t)-

2πΔft-φ0)，

(5)

上式中不包含噪聲分量。

然后進(jìn)行去NH碼運(yùn)算，對20 ms長的20位NH碼一個(gè)碼片采樣2點(diǎn)，循環(huán)產(chǎn)生40路NH碼序列，去NH碼運(yùn)算表達(dá)式為：

cos(φ(t)-2πΔft-φ0)，

(6)

sin(φ(t)-2πΔft-φ0)。

(7)

正確去NH碼之后的結(jié)果為：

I(t)=AC(t-τ)D(t-τ)cos(φ(t)-2πΔft-φ0)，

(8)

Q(t)=AC(t-τ)D(t-τ)sin(φ(t)-2πΔft-φ0)，

(9)

完成去NH碼運(yùn)算之后信號被送入捕獲處理單元[6]。

信號的捕獲單元采用FFT-IFFT完成偽碼自相關(guān)運(yùn)算。在對數(shù)字信號進(jìn)行FFT循環(huán)相關(guān)之前，首先進(jìn)行相干積分，即數(shù)字信號的相干累加過程[7]。在FFT之前進(jìn)行相關(guān)積分可以減小資源占用率。相干累加對每1 ms的數(shù)據(jù)對應(yīng)相位處進(jìn)行累加，相干累加Tcohms之后便進(jìn)行FFT循環(huán)相關(guān)。相干積分的表達(dá)式為：

(10)

(11)

式中，N取10 ms對應(yīng)采樣點(diǎn)數(shù)。

對自相關(guān)后的數(shù)據(jù)取模進(jìn)行非相干累加，非相干累加值體現(xiàn)了多個(gè)時(shí)刻相關(guān)結(jié)果的平均。非相干累加最大次數(shù)可通過外部配置，合理地選取最大次數(shù)可以有效減少捕獲時(shí)間[8]。非相干累加的表達(dá)式為：

(12)

式中，i,q為自相關(guān)后的結(jié)果，非相干累加次數(shù)M本文中取5。

圖1 算法流程

完成非相干累加后查找相關(guān)峰，通過門限比較判斷捕獲是否成功。判斷捕獲是否成功的方法除了門限比較外還可以選取比值法，即通過比較最大值和次大值的比值來判斷是否捕獲成功。本文中的方法采用比值法進(jìn)行判斷，在比值較大時(shí)可以停止捕獲，減少捕獲時(shí)間；而在比值不明顯時(shí)同一頻點(diǎn)搜索次數(shù)超過40次(與產(chǎn)生NH碼序列數(shù)相同)即停止捕獲，保證了捕獲靈敏度。捕獲流程如圖1所示。

為了配合后續(xù)信號跟蹤，本文的算法在信號成功捕獲某個(gè)頻點(diǎn)后，減小步進(jìn)，繼續(xù)搜索附近頻點(diǎn)，通過比較捕獲的結(jié)果，取比值較大者對應(yīng)的頻點(diǎn)作為成功捕獲的頻點(diǎn)，這樣就減小了與真實(shí)多普勒的頻率誤差，從而提高捕獲精度。

2.2 NH碼特性及剝離方法

由于“北斗二代”B1信號的在D1導(dǎo)航電文上調(diào)制的Neumann-Hoffman碼導(dǎo)致“北斗二代”弱信號捕獲有其特殊性。由于NH碼二次調(diào)制的存在導(dǎo)致“北斗二代”B1信號的相關(guān)周期變?yōu)?0 ms，即每20 ms出現(xiàn)一次相關(guān)峰值。

NH碼Matlab仿真自相關(guān)結(jié)果如圖2。

圖2 NH碼自相關(guān)結(jié)果

可以發(fā)現(xiàn)，NH碼自相關(guān)最大值比其他值大87%左右，且最大值之外的結(jié)果相差不明顯，可見，NH碼自相關(guān)性比C/A碼弱很多[9]。

利用20 ms的數(shù)據(jù)剝離NH碼，即先將由中頻降到基頻的信號數(shù)據(jù)，依次每1 ms乘以一個(gè)NH碼，然后與本地1 ms的偽隨機(jī)碼相關(guān)，之后將20個(gè)1 ms的相關(guān)結(jié)果直接累加得20 ms的相干積分結(jié)果，最后尋找最大值[10]。為了取得更高的相干積分幅度增益，最理想的情況是將接收信號包含的NH碼與相乘的NH碼完全對齊，并保持一致[11]。由于未知接收信號的碼相位起始位置，也未知當(dāng)前碼元對應(yīng)的NH碼(共有20種可能)，因此要估計(jì)碼元起始位置的同時(shí)也要估計(jì)當(dāng)前碼元對應(yīng)的NH碼[12]。因此，需要對NH碼進(jìn)行不同精度的采樣，尋找最優(yōu)的采樣精度，使得捕獲峰值大且時(shí)間短，經(jīng)測試，選擇一個(gè)NH碼片采樣2點(diǎn)。

2.3 半比特積分算法

由于北斗MEO/IGSO衛(wèi)星B1頻點(diǎn)信號1 bit數(shù)據(jù)長20 ms[3]，因此運(yùn)用半比特積分算法[13]，可以選取10 ms相干積分時(shí)間。這樣做的好處是：由于該頻點(diǎn)信號數(shù)據(jù)一個(gè)比特長度是20 ms，相鄰2個(gè)10 ms分組一定有一個(gè)不受比特跳變影響。把每間隔一組數(shù)據(jù)進(jìn)行非相干累加，共獲得2組累加數(shù)據(jù)，在這2組數(shù)據(jù)中取比值較大者作為有效結(jié)果進(jìn)行捕獲判斷[14]。半比特積分算法原理圖如圖3所示。

圖3 半比特法原理

將數(shù)據(jù)分組標(biāo)記為Yi(i=1，2，3...2n)，記非相干累加結(jié)果為S0和S1，即

S0=Y1+Y3+Y5+...+Y2n-1，

(13)

S1=Y2+Y4+Y6+...+Y2n，

(14)

通過比較S0和S1結(jié)果中的數(shù)據(jù)，將比值較大者送至捕獲判決器。

該方法的缺點(diǎn)是：每組10 ms數(shù)據(jù)在相干積分時(shí)，首先對每1 ms進(jìn)行積分，然后累加成10 ms數(shù)據(jù)，算法計(jì)算量大；由于數(shù)據(jù)分成了10 ms，積分時(shí)間受到固定，當(dāng)數(shù)據(jù)比特存在連0或連1時(shí)，反而限制了積分時(shí)間的增長[15]。

對半比特法存在的一些不足，提出了一種改進(jìn)方法。改進(jìn)后的方法采用“先累加后相關(guān)”的思想，即將10 ms數(shù)據(jù)分成連續(xù)10個(gè)1 ms數(shù)據(jù)，對這10個(gè)1 ms數(shù)據(jù)對應(yīng)相加后形成1 ms累加數(shù)據(jù)，即進(jìn)行半比特相干積分之后再進(jìn)行一次相干積分，針對累加后的1 ms數(shù)據(jù)進(jìn)行FFT循環(huán)相關(guān)，這樣就大大減少了計(jì)算量[16]。

2.4 處理增益分析

提高處理增益是實(shí)現(xiàn)弱信號捕獲的關(guān)鍵，它是對弱信號進(jìn)行捕獲處理的一個(gè)非常重要的指標(biāo)[2]。

經(jīng)過時(shí)間為Tcoh的相干積分后可以獲得的相關(guān)積分處理增益為：

Gcoh=10·lg(Tcoh)。

(15)

經(jīng)過Nnc次非相干累加后，可以獲得的非相干處理增益為：

Gnc=10·lgNnc-LSQ，

(16)

式中，LSQ是由對噪聲進(jìn)行非相干累加引起的平方損耗。

因此，經(jīng)過Tcoh的相干積分和Nnc次非相干累加后，可以獲得的總處理增益為：

Gtot=Gcoh+Gnc。

(17)

3 算法測試與結(jié)果分析

算法驗(yàn)證采用自主研發(fā)的GNSS三系統(tǒng)接收機(jī)，包括GPS、GLONASS和BDS。接收機(jī)硬件FPGA使用XILINX公司的ARTIX-7系列芯片，型號為XC7A200T。該型號的FPGA芯片具有豐富的邏輯資源，能夠處理的數(shù)據(jù)量大，并配備有豐富的IP核可供調(diào)用，適合用于弱信號的捕獲處理。接收機(jī)實(shí)物圖如圖4所示。

圖4 接收機(jī)實(shí)物

北斗MEO/IGSO衛(wèi)星B1頻點(diǎn)弱信號的生成采用SPIRENT公司的GSS6700 Multi-GNSS Simulator信號模擬器生成。該模擬源性能穩(wěn)定，配備了相對應(yīng)的控制軟件，通過軟件界面就可以模擬不同場景，實(shí)現(xiàn)對信號的配置，輸出強(qiáng)度可調(diào)的衛(wèi)星信號。信號配置界面圖如圖5所示。

圖5 信號配置界面

調(diào)節(jié)模擬源輸出低強(qiáng)度的北斗MEO/IGSO衛(wèi)星B1頻點(diǎn)信號讓接收機(jī)進(jìn)行捕獲，使用ChipScope采樣經(jīng)過捕獲后得到的不同偽碼相位處的自相關(guān)結(jié)果，F(xiàn)PGA實(shí)際捕獲效果如圖6～圖10所示。可以發(fā)現(xiàn)，去NH碼后捕獲到的比值更大，更容易捕獲成功。

沒有進(jìn)行去NH碼運(yùn)算的結(jié)果如圖6所示，此時(shí)并沒有明顯峰值出現(xiàn)，無法進(jìn)行捕獲判斷。

圖6 捕獲結(jié)果(1)

經(jīng)過去NH碼運(yùn)算，NH碼一個(gè)碼片采樣2點(diǎn)，10 ms數(shù)據(jù)累加為1 ms，5次非相干累加后的結(jié)果如圖7所示，此時(shí)已經(jīng)有了較明顯的相關(guān)峰出現(xiàn)，可以很容易判斷捕獲成功。

圖7 捕獲結(jié)果(2)

經(jīng)過去NH碼運(yùn)算，NH碼一個(gè)碼片采樣1點(diǎn)，10 ms數(shù)據(jù)累加為1 ms，5次非相干累加后的結(jié)果如圖8所示，此時(shí)也有較明顯的相關(guān)峰出現(xiàn)，但最大值與次大值的比值與圖7相比較小，可以發(fā)現(xiàn)，隨著NH碼采樣點(diǎn)數(shù)的增加，更容易捕獲成功，但一個(gè)頻點(diǎn)的搜索次數(shù)成倍增加，增加了捕獲時(shí)間[1]。

圖8 捕獲結(jié)果(3)

經(jīng)過去NH碼運(yùn)算，NH碼一個(gè)碼片采樣2點(diǎn)，10 ms數(shù)據(jù)累加為2 ms，5次非相干累加后的結(jié)果如圖9所示，此時(shí)也有較明顯的相關(guān)峰出現(xiàn)，但最大值與次大值的比值與圖7相比仍較小，可以發(fā)現(xiàn)，隨著相干累加次數(shù)的增加，更容易捕獲成功[1]。

圖9 捕獲結(jié)果(4)

經(jīng)過去NH碼運(yùn)算，NH碼一個(gè)碼片采樣2點(diǎn)，10 ms數(shù)據(jù)累加為1 ms，2次非相干累加后的結(jié)果如圖10所示，可以看出此時(shí)也有較明顯的相關(guān)峰出現(xiàn)，但最大值與次大值的比值與圖7相比仍較小，可以發(fā)現(xiàn)，隨著非相干累加次數(shù)的增加，更容易捕獲成功[1]。

圖10 捕獲結(jié)果(5)

經(jīng)過一段時(shí)間之后，接收機(jī)對所有北斗MEO/IGSO衛(wèi)星B1頻點(diǎn)信號的捕獲結(jié)果如表1所示。

表1 實(shí)測結(jié)果

系統(tǒng)衛(wèi)星號高度/(°)方位角/(°)信噪比/dB?Hz多普勒/Hz偽距/m狀態(tài)BD26*73306321 38736 038 215CPBFBD28*3521331-55438 188 056CPBFBD27*3494312 64438 250 939CPBFBD29*36271311 78838 092 071CPBFBD212*27313313 51024 420 444CPBFBD21400002 147 483 6474

4 結(jié)束語

本文以實(shí)際應(yīng)用為背景，提出了一種基于FPGA+DSP實(shí)現(xiàn)的北斗MEO/IGSO衛(wèi)星B1頻點(diǎn)信號捕獲方法。該方法經(jīng)過大量實(shí)際測試，效果穩(wěn)定，信號捕獲靈敏度可達(dá)-142 dBm，平均一個(gè)頻點(diǎn)捕獲最長時(shí)間為4 s，實(shí)際中能夠較快速地實(shí)現(xiàn)對北斗MEO/IGSO衛(wèi)星B1頻點(diǎn)弱信號的捕獲。