IEEE 802.11aj短距離無線接入毫米波通信技術(shù)研究及實(shí)現(xiàn)

范 特 徐家輝 黃永明 楊綠溪

(東南大學(xué)信息科學(xué)與工程學(xué)院，江蘇南京 211102)

1 引言

隨著通信業(yè)尤其是個(gè)人移動(dòng)通信的高速發(fā)展,現(xiàn)有的無線通信系統(tǒng)將很難滿足未來人們的需求。工業(yè)界預(yù)測,未來幾年,無線通信數(shù)據(jù)量還將會(huì)有數(shù)十倍的增長。在此環(huán)境下,第五代移動(dòng)通信技術(shù)(5G)應(yīng)運(yùn)而生。從技術(shù)層面上講,5G是一種具有高速率、高效率的空口技術(shù)；從功能上說,5G應(yīng)該是能應(yīng)對(duì)各種業(yè)務(wù)需求并能夠不斷提升用戶體驗(yàn)的高級(jí)智能網(wǎng)絡(luò)。5G網(wǎng)絡(luò)服務(wù)范圍之廣、應(yīng)用之多也促使5G與其他無線移動(dòng)通信技術(shù)進(jìn)行融合。WLAN技術(shù)是一種比較成熟的短距離無線通信技術(shù),在用戶集中的熱點(diǎn)區(qū)域,5G網(wǎng)絡(luò)可能很難應(yīng)對(duì)爆發(fā)式的連接請求,合理的搭建WLAN網(wǎng)絡(luò)可以有效的對(duì)移動(dòng)蜂窩網(wǎng)進(jìn)行分流,從而提升用戶體驗(yàn),這勢必成為下一代移動(dòng)通信技術(shù)的研究方向之一[1]。現(xiàn)有的低頻段的WLAN標(biāo)準(zhǔn)如：IEEE 802.11n/ac等在一些新的應(yīng)用領(lǐng)域,如移動(dòng)終端高清視頻直播、虛擬現(xiàn)實(shí)體驗(yàn)等,已經(jīng)無法滿足人們對(duì)高吞吐、高服務(wù)質(zhì)量及可擴(kuò)展性等方面的傳輸需求。這些標(biāo)準(zhǔn)只能利用有限的低頻段頻譜帶寬資源,在很大程度上限制了傳輸速率的進(jìn)一步提高。毫米波系統(tǒng)[2]具有波長短、頻帶寬等特點(diǎn),能有效解決頻率資源緊張克服高速帶寬無線接入面臨的一些問題,因此在短距離無線通信中有很好的應(yīng)用前進(jìn)。

毫米波無線通信目前研究較多的是SC-FDE和OFDM兩種系統(tǒng),包括具體模塊的算法研究[3]性能優(yōu)化[4- 6]及仿真驗(yàn)證等。兩個(gè)系統(tǒng)都有很好的抗多徑性能,其中OFDM系統(tǒng)頻譜利用率高；發(fā)射端和接收端OFDM符號(hào)的調(diào)制與解調(diào)利用快速傅里葉變換來實(shí)現(xiàn),很大程度上提升了運(yùn)算速度,同時(shí)也簡化硬件實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)。當(dāng)然,OFDM技術(shù)也存在一定的缺陷,峰均功率比較大,容易導(dǎo)致非線性失真,還有對(duì)載波頻率偏移比較敏感等。OFDM技術(shù)的不足之處恰恰正是SC技術(shù)的優(yōu)勢所在。OFDM和SC兩種技術(shù)在性能上正好能實(shí)現(xiàn)優(yōu)勢互補(bǔ),為了適應(yīng)不同的信道環(huán)境,毫米波通信系統(tǒng)中兩種技術(shù)的共存似乎是很好的選擇。2012年9月,IEEE成立了IEEE 802.11aj工作委員會(huì),主要目的是根據(jù)中國提交的毫米波段提議去完成制定下一代無線局域網(wǎng)標(biāo)準(zhǔn),涉及的頻段包括59～64 GHz和CWPAN提出申請使用的45 GHz。2013年1月,對(duì)應(yīng)的功能需求文件發(fā)布,其對(duì)于MAC層最大吞吐量提出了不低于1Gbps的明確要求,并能夠支持45 GHz頻段到2.4/5 GHz頻段的快速會(huì)話轉(zhuǎn)移。此外,IEEE 802.11aj標(biāo)準(zhǔn)制定中考慮的一個(gè)比較重要的需求就是能同時(shí)支持SC和OFDM(可選)兩種模式。

基于IEEE 802.11aj標(biāo)準(zhǔn),本文比較分析了SC和OFDM兩種模式的性能優(yōu)劣以及具體實(shí)現(xiàn)流圖和應(yīng)用場景,并提出一種適用于毫米波無線通信系統(tǒng)的實(shí)現(xiàn)方案,借助NI公司的PXIe mmWave收發(fā)儀系統(tǒng)平臺(tái)進(jìn)行原型機(jī)開發(fā)驗(yàn)證,完成毫米波單載波無線通信系統(tǒng),實(shí)現(xiàn)高速視頻流實(shí)時(shí)傳輸,對(duì)毫米波WLAN通信技術(shù)以及未來5G技術(shù)研究都具有重要價(jià)值。

2 IEEE 802.11aj 系統(tǒng)模型

2.1 IEEE 802.11aj分組結(jié)構(gòu)

毫米波SC-FDE和OFDM系統(tǒng)模式各有優(yōu)劣,不同應(yīng)用場景可以選擇不同的系統(tǒng)模型。IEEE 802.11aj 標(biāo)準(zhǔn)必須支持SC-FDE模式,而OFDM模式是可選支持[7]。IEEE 802.11aj系統(tǒng)物理層幀結(jié)構(gòu)[8],包含兩部分前導(dǎo)字段和數(shù)據(jù)字段。圖1是IEEE 802.11aj系統(tǒng)支持可選OFDM模式的幀結(jié)構(gòu)圖。

STF字段和CEF字段,主要用于包檢測、自動(dòng)增益控制、時(shí)域同步、頻率偏移估計(jì)、物理層幀類型(SC或者OFDM)指示、帶寬指示(540 MHz或1080 MHz)和信道估計(jì)等。STF字段由長度為256的零相關(guān)區(qū)(ZCZ: zero correlation zone)序列重復(fù)14次構(gòu)成。CEF字段由4個(gè)長度為256的分別與一個(gè)單獨(dú)分配的符號(hào)相乘的ZCZ序列串聯(lián)組成。ZCZ序列具有很好的相關(guān)特性,自相關(guān)性強(qiáng),互相關(guān)性弱。

圖1 802.11aj 物理層幀格式(支持OFDM模式)

SIG[9]為信令字段,其載有數(shù)據(jù)部分的指示信息,包含編碼調(diào)制方式、分組的速率和長度等。IEEE 802.11aj的SIG還具有指示SC與OFDM模式切換的信息。

OSTF[10]為OFDM短訓(xùn)練字段,在OFDM模式下用于提高M(jìn)IMO傳輸時(shí)的自動(dòng)增益控制估計(jì)。

OCEF[10]為OFDM信道估計(jì)字段主要用于OFDM模式中MIMO信道估計(jì)。假設(shè)發(fā)射端有NSTS個(gè)時(shí)空流,每個(gè)子載波分別計(jì)算其信道矩陣,對(duì)應(yīng)是一個(gè)NRx×NSTS矩陣,其中NRx表示接收天線數(shù)。每一幀數(shù)據(jù)中都含有OCEF符號(hào)的前導(dǎo)碼,接收端用此來估計(jì)信道信息。OCEF符號(hào)數(shù)NOCEF是由時(shí)空流NSTS決定的,具體對(duì)應(yīng)關(guān)系見表1。

表1 不同時(shí)空流數(shù)與OCEF數(shù)對(duì)應(yīng)關(guān)系

Data為數(shù)據(jù)字段,用來承載發(fā)射端需要傳輸?shù)膶?shí)際數(shù)據(jù)。SC模式下數(shù)據(jù)字段發(fā)射端要經(jīng)過加擾、信道編碼、流解析、星座映射、插導(dǎo)頻等過程；OFDM模式與SC模式相比,主要區(qū)別在于發(fā)射端需進(jìn)行子載波映射、IFFT、循環(huán)移位等過程。

2.2 IEEE 802.11aj系統(tǒng)架構(gòu)

IEEE 802.11aj標(biāo)準(zhǔn)OFDM模式與現(xiàn)有的IEEE 802.11ac標(biāo)準(zhǔn)在發(fā)射接收機(jī)流程設(shè)計(jì)上比較類似,而IEEE 802.11aj標(biāo)準(zhǔn)SC模式設(shè)計(jì)流程與OFDM模式存在一些區(qū)別。本文提出的毫米波WLAN原型機(jī)系統(tǒng)模型,基于IEEE 802.11aj標(biāo)準(zhǔn)的單載波系統(tǒng)架構(gòu)而設(shè)計(jì)。下面分別介紹IEEE 802.11aj的SC和OFDM兩種模式的發(fā)射接收系統(tǒng)架構(gòu)。

首先介紹IEEE 802.11aj單載波模式下的系統(tǒng)架構(gòu)。信道編碼方式采用低密度奇偶校驗(yàn)碼編碼(LDPC)。單用戶MIMO系統(tǒng),發(fā)射機(jī)設(shè)計(jì)流程圖如圖2所示。

單載波模式下一個(gè)完整的發(fā)射過程包括加擾碼、信道編碼、流解析、星座點(diǎn)映射、插入導(dǎo)頻(包括保護(hù)間隔)、濾波脈沖成形、升采樣、數(shù)模轉(zhuǎn)換(DAC)以及由基帶到毫米波射頻處理等操作。

對(duì)應(yīng)單載波接收端,操作過程與發(fā)射端相對(duì)應(yīng),且一些操作互為逆過程,其中均衡采用分?jǐn)?shù)間隔頻域均衡的方式,均衡同時(shí)完成降采樣。接收端流程圖如圖3所示。

IEEE 802.11aj OFDM模式[11],同樣信道編碼采用LDPC編碼方式,發(fā)射機(jī)設(shè)計(jì)流程圖如圖4所示。

圖2 SC模式發(fā)射機(jī)流程圖

圖3 SC模式接收機(jī)流程圖

圖4 OFDM模式發(fā)射機(jī)流程圖

圖5 OFDM模式接收機(jī)流程圖

OFDM模式下一個(gè)完整的發(fā)射過程包括加擾碼、信道編碼、流解析、星座點(diǎn)映射、插入導(dǎo)頻、循環(huán)移位(CSD)、快速傅里葉變換(IFFT)、加循環(huán)前綴(CP)、升采樣、數(shù)模轉(zhuǎn)換(DAC)以及由基帶到毫米波射頻處理等操作。

OFDM模式接收端處理流程圖如圖5所示。

根據(jù)上文介紹的SC-FDE和OFDM系統(tǒng)的實(shí)現(xiàn)流程圖可知,與OFDM系統(tǒng)相比SC-FDE系統(tǒng)發(fā)射端數(shù)據(jù)處理相對(duì)簡單,而接收端更復(fù)雜,計(jì)算量更大。OFDM和SC-FDE兩種系統(tǒng)都具有較好的對(duì)抗多徑性能。OFDM模式中子載波之間兩兩相互正交,即使相鄰的子載波之間頻譜存在輕微的重疊,在接收端也能有效的解調(diào),這一特性使得OFDM系統(tǒng)具有較好的頻譜利用率。收發(fā)端OFDM符號(hào)的調(diào)制與解調(diào)利用快速傅里葉變換來實(shí)現(xiàn),很大程度上提升了運(yùn)算速度,同時(shí)也簡化硬件實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)。當(dāng)然,OFDM技術(shù)也存在一定的缺陷,峰均功率比較大,容易導(dǎo)致非線性失真,還有對(duì)載波頻率偏移比較敏感等。這些不足之處恰恰正是SC技術(shù)的優(yōu)勢所在。

OFDM和SC兩種技術(shù)在性能上的優(yōu)勢互補(bǔ),可以很好的應(yīng)對(duì)不同的信道環(huán)境。因此,OFDM和SC兩種模式在IEEE 802.11aj中的共存讓其具有更強(qiáng)的適應(yīng)性和更廣闊的應(yīng)用前景。

3 系統(tǒng)設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)

毫米波系統(tǒng)對(duì)硬件損傷非常敏感,故其對(duì)硬件儀器精密性要求非常高,尤其是射頻端處理。目前實(shí)驗(yàn)室設(shè)備只支持實(shí)現(xiàn)毫米波單載波單發(fā)單收通信系統(tǒng)。本文設(shè)計(jì)的原型機(jī)系統(tǒng)理論上支持2×2 MIMO系統(tǒng),由于硬件資源的限制,目前僅能實(shí)現(xiàn)單發(fā)單收。下面從系統(tǒng)參數(shù)、系統(tǒng)架構(gòu)、Host和FPGA設(shè)計(jì)等幾個(gè)方面進(jìn)行詳細(xì)介紹,其中FPGA設(shè)計(jì)重點(diǎn)介紹同步和均衡模塊。

3.1 系統(tǒng)參數(shù)

為了匹配設(shè)備的采樣速率,硬件實(shí)現(xiàn)起來更方便,將IEEE 802.11aj幀格式進(jìn)行了簡化設(shè)計(jì)。首先系統(tǒng)參數(shù)如表2。

表2 系統(tǒng)參數(shù)

具體的幀結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)如圖6。

圖6 單載波幀結(jié)構(gòu)

圖7 數(shù)據(jù)slot結(jié)構(gòu)圖

一幀長度取10 ms(毫秒),分成100個(gè)子幀slots,其中前面幾個(gè)(一般要求大于兩個(gè))slots為同步slot,后面為數(shù)據(jù)slot。每個(gè)slot長度為100 μs(微秒),分成150個(gè)blocks。150個(gè)block中,前面8個(gè)blocks為保護(hù)間隔,不傳數(shù)據(jù)補(bǔ)零；第8,9號(hào)block為導(dǎo)頻block；第9,10號(hào)block暫時(shí)保留,作為擴(kuò)展block；后面138個(gè)blocks為數(shù)據(jù)block,傳輸有效數(shù)據(jù)。每個(gè)block長度為1024符號(hào)symbols,為一個(gè)FFT單位。前960個(gè)symbols傳數(shù)據(jù),后面64個(gè)symbols為保護(hù)間隔補(bǔ)零。以2×2 MIMO系統(tǒng)為例具體數(shù)據(jù)slot結(jié)構(gòu)圖如圖7。

其中P1和P2對(duì)應(yīng)兩個(gè)不同的導(dǎo)頻序列,把數(shù)據(jù)slot的8,9號(hào)blocks全部插入導(dǎo)頻P1即為同步slot。

3.2 系統(tǒng)硬件實(shí)現(xiàn)框架

本文原型機(jī)系統(tǒng)設(shè)計(jì)包括三大塊分別是上位機(jī)PC、Host端和FPGA端。其中上位機(jī)PC部分通過VLC(VideoLAN)視頻播放器,編寫簡單腳本語言實(shí)現(xiàn)；Host端和FPGA端設(shè)計(jì)是基于LabVIEW 2015進(jìn)行編程開發(fā)。PC端模塊主要是對(duì)視頻流進(jìn)行拆分與組合以及視頻的實(shí)時(shí)播放。Host端負(fù)責(zé)參數(shù)配置、數(shù)據(jù)傳輸?shù)裙ぷ鳎籉PGA端負(fù)責(zé)數(shù)據(jù)的處理包括物理層的所有模塊功能實(shí)現(xiàn)。整體系統(tǒng)硬件實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)框架如圖8所示,具體實(shí)現(xiàn)后文會(huì)詳細(xì)介紹。

用到的硬件平臺(tái)資源皆為NI公司產(chǎn)品,具體見表3。

表3 系統(tǒng)硬件資源

發(fā)射端和接收端的系統(tǒng)架構(gòu)如圖8所示。

圖8 系統(tǒng)發(fā)射端和接收端結(jié)構(gòu)框架

3.3 Host端設(shè)計(jì)

Host端主要負(fù)責(zé)連接PC端和FPGA端,分為發(fā)射端和接收端兩部分。發(fā)射端Host主要負(fù)責(zé)的工作包括：通過UDP協(xié)議接收PC傳輸?shù)囊曨l數(shù)據(jù)包、發(fā)射端射頻參數(shù)的配置、DMA_FIFO配置、FPGA板卡間數(shù)據(jù)傳輸P2P配置(多流時(shí)候會(huì)涉及到)、調(diào)制方式設(shè)置等。接收端Host主要完成的工作包括：通過UDP協(xié)議傳輸組合后的視頻數(shù)據(jù)包給PC、接收端射頻參數(shù)的配置、DMA_FIFO配置、FPGA板卡間數(shù)據(jù)傳輸P2P配置、同步參數(shù)設(shè)置、自動(dòng)增益控制(AGC)、對(duì)應(yīng)解調(diào)方式設(shè)置以及一些狀態(tài)信息顯示等。

3.3.1視頻流傳輸

PC端與Host端之間視頻流傳輸是通過UDP網(wǎng)絡(luò)通信來實(shí)現(xiàn)。UDP通信的特點(diǎn)是無連接、速度快,知道IP地址和端口號(hào)就能進(jìn)行網(wǎng)絡(luò)通信,傳輸數(shù)據(jù)。

本文介紹的原型機(jī)PC端,利用VLC播放器實(shí)現(xiàn)視頻的播放以及視頻流的拆分發(fā)送和接收組合,發(fā)送端具體實(shí)施過程：編寫腳本語言,配置通信的IP地址、端口號(hào)以及要傳輸?shù)囊曨l文件路徑,每次需要傳輸?shù)囊曨l數(shù)據(jù)長度等信息；通信時(shí)只需執(zhí)行腳本文件,就可以完成視頻的傳輸與播放。接收端與發(fā)射端類似,主要實(shí)現(xiàn)打開接收端口號(hào),進(jìn)行視頻接收組合以及播放。

Host分為發(fā)射端和接收端兩個(gè)部分,發(fā)射端打開端口綁定Socket套接字,通過UDP方式直接接收PC傳輸過來的視頻流數(shù)據(jù)；接收端Host,收到FPGA處理后的接收數(shù)據(jù),先做CRC校驗(yàn),然后打開通信的端口綁定Socket套接字,把正確的視頻數(shù)據(jù)發(fā)送給接收PC。

3.3.2調(diào)制方式配置

高階調(diào)制、高的編碼速率可以更高的利用頻率資源,實(shí)現(xiàn)更高速的通信；同時(shí)為了保證通信質(zhì)量,得到有效數(shù)據(jù),通信系統(tǒng)接收端信噪比必須達(dá)到一定要求。通信的有效性和可靠性本身就是一對(duì)相對(duì)的性能指標(biāo)。在信道環(huán)境一定的條件下,如何保證在可靠性要求范圍之內(nèi)實(shí)現(xiàn)最有效的通信,是需要我們?nèi)パ芯康膯栴}。

本文設(shè)計(jì)的原型機(jī),幀結(jié)構(gòu)設(shè)定可以滿足不同的子幀使用不同的調(diào)制方式,并且能夠同時(shí)支持BPSK、QPSK、16QAM和64QAM四種調(diào)制方式?？梢愿鶕?jù)信道環(huán)境的好壞,選擇適當(dāng)?shù)恼{(diào)制方式進(jìn)行通信。

3.4 FPGA設(shè)計(jì)

FPGA端是基帶數(shù)據(jù)處理的主要和核心部分。分發(fā)射端和接收端兩部分,其中發(fā)射端需要的硬件資源包括一臺(tái)機(jī)箱PXIe 1085、一塊7902 FPGA、一塊3610 FPGA、一塊3620 FPGA以及一個(gè)發(fā)射射頻頭mmWave Heads。接收端需要硬件資源包括一臺(tái)機(jī)箱PXIe 1085、兩塊7902 FPGA、一塊7976 FPGA、一塊3620 FPGA、一塊3630 FPGA以及一個(gè)接收射頻頭mmWave Heads。根據(jù)圖8可知,各硬件模塊實(shí)現(xiàn)的具體功能,下文將對(duì)部分重要模塊的具體實(shí)現(xiàn)細(xì)節(jié)做詳細(xì)介紹。

3.4.1并行處理

根據(jù)前面的參數(shù)設(shè)置表可知,本文介紹的原型機(jī)采樣率為3.072GS/s。2倍升采樣之前,基帶數(shù)據(jù)采樣率為1.536GS/s,目前基帶的FPGA處理時(shí)鐘速率還達(dá)不到這么高的要求。采用并行數(shù)據(jù)處理方式,可以有效的解決FPGA 處理時(shí)鐘不夠的問題。

這里提出一個(gè)新的數(shù)據(jù)結(jié)構(gòu)概念WDP。WDP8表示8路數(shù)據(jù)并行時(shí),一個(gè)時(shí)鐘點(diǎn)的數(shù)據(jù)；WDP16表示16路數(shù)據(jù)并行時(shí),一個(gè)時(shí)鐘點(diǎn)的數(shù)據(jù)。本文介紹的原型機(jī)發(fā)射端采用2倍的升采樣。發(fā)射端升采樣之前和接收端降采樣(通過分?jǐn)?shù)間隔頻域均衡實(shí)現(xiàn))之后的數(shù)據(jù)采樣率為1.536GS/s,可將其轉(zhuǎn)換成WDP8；發(fā)射端升采樣之后和接收端降采樣之前的數(shù)據(jù)采樣率為3.072GS/s,可將其轉(zhuǎn)換成WDP16。因此,基帶數(shù)據(jù)處理部分采用并行處理思想,利用WDP數(shù)據(jù)格式,FPGA 處理時(shí)鐘只需1.536GS/s的8分之一,即192 MHz。

3.4.2星座點(diǎn)映射與解映射

星座點(diǎn)映射即將一個(gè)或者多個(gè)連續(xù)的比特點(diǎn)映射到復(fù)平面上的一個(gè)點(diǎn),以此來壓縮數(shù)據(jù),提高傳輸速率。本文介紹的原型機(jī)支持BPSK、QPSK、16QAM和64QAM四種調(diào)制方式,調(diào)制方式越高系統(tǒng)傳輸速率也越高,對(duì)應(yīng)調(diào)制方式下每個(gè)子載波復(fù)數(shù)星座點(diǎn)解調(diào)出的比特信息分別為1、2、4、6。本原型機(jī)還支持一幀中的每個(gè)子幀采用不同的調(diào)制方式,同時(shí)進(jìn)行數(shù)據(jù)傳輸。根據(jù)Host調(diào)制參數(shù)配置決定采用何種調(diào)制方式進(jìn)行通信。

3.4.3同步

實(shí)際實(shí)現(xiàn)時(shí)由于兩個(gè)機(jī)箱共用一個(gè)時(shí)鐘,所以載波頻偏影響可以忽略。同步過程主要分為信號(hào)的檢測和定位,包括幀同步和符號(hào)同步[1]。幀同步即粗同步,用于檢測信號(hào)是否到來；符號(hào)同步即精同步,用于精確定位數(shù)據(jù)的起始位置。

本文介紹的原型機(jī)粗同步采用延時(shí)互相關(guān)與自相關(guān)的峰值比來確定幀頭信息。根據(jù)幀中的數(shù)據(jù)塊進(jìn)行同步,同步序列表達(dá)式如下：

(1)

當(dāng)r(n)達(dá)到設(shè)定的閾值后,開始進(jìn)行峰值探測,保持一定的采樣時(shí)間來判定導(dǎo)頻序列的到來,從而避免了較大噪聲對(duì)判決的影響,因此確定了粗同步的起始位置Ic。起始點(diǎn)在導(dǎo)頻序列開始點(diǎn)附近,將粗同步之后的接收到的導(dǎo)頻序列取出用于后面的精同步。

利用上述過程得到的導(dǎo)頻接收信號(hào)和理想導(dǎo)頻序列,可以得到信道脈沖響應(yīng)(CIR：Channel Impulse Response),通過尋找CIR最強(qiáng)的抽頭來實(shí)現(xiàn)精同步,具體步驟如下：

利用式(2)估計(jì)信道脈沖響應(yīng)

(2)

因?yàn)榇嬖诙鄰礁蓴_,通過式(2)得到的CIR估計(jì)值會(huì)存在多個(gè)峰值,需要利用式(3)計(jì)算信噪比(SNR),尋找SNR最高的峰值,即主徑。

(3)

然后根據(jù)選取的主徑實(shí)現(xiàn)精同步。確定主徑后,尋找它的信道脈沖響應(yīng)最強(qiáng)的抽頭的索引nmax,這樣就確定了精同步的位置If。

(4)

結(jié)合粗同步和精同步,將粗同步位置Ic和精同步位置If相加,就能確定符號(hào)數(shù)據(jù)的起始位置,得到數(shù)據(jù)起始位置之后就可以取出數(shù)據(jù)進(jìn)行后續(xù)數(shù)據(jù)處理。

3.4.4信道估計(jì)與均衡

信道估計(jì)換言之即根據(jù)導(dǎo)頻信息估計(jì)信道矩陣,估計(jì)出來的信道信息用于接收信號(hào)的均衡處理,從而盡量消除信道環(huán)境對(duì)信號(hào)的影響,恢復(fù)出原始數(shù)據(jù)。本文設(shè)計(jì)的原型機(jī),信道均衡采用的是分?jǐn)?shù)間隔頻域均衡的方法。為了說明該方法同樣適合多流的情況,下面以2×2系統(tǒng)為例進(jìn)行介紹,具體實(shí)施步驟如下。

步驟1對(duì)同步后的數(shù)據(jù)做T/ 2分?jǐn)?shù)間隔處理,具體步驟為：采用T/ 2分?jǐn)?shù)間隔法,對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行分割。將數(shù)據(jù)按奇偶進(jìn)行分流,每一路信號(hào)按照奇和偶間隔采樣形成奇偶兩個(gè)流,每個(gè)流重新形成塊(可以理解為分割前的一路信號(hào)中的兩個(gè)相鄰的塊,分離之后重新組成兩個(gè)奇偶?jí)K)。兩路信號(hào)同時(shí)并行執(zhí)行形成四個(gè)流。同步后兩路數(shù)據(jù)y1[n],y2[n],分割之后為ye,1[n],yo,1[n],ye,2[n],yo,2[n]形式。

步驟2將數(shù)據(jù)做FFT,生成頻域數(shù)據(jù),具體步驟為：同步后的數(shù)據(jù),經(jīng)過分?jǐn)?shù)間隔處理之后,每時(shí)隙內(nèi)相鄰兩個(gè)塊間隔采樣重新組成一個(gè)偶數(shù)塊一個(gè)奇數(shù)塊,分別處于兩個(gè)流中,處理效果如圖9。

然后根據(jù)此時(shí)的塊單位,以1024個(gè)符號(hào)為一個(gè)塊做離散傅里葉變換,采用FFT方法將時(shí)域數(shù)據(jù)變換到頻域。4個(gè)流同時(shí)并行進(jìn)行快速離散傅里葉變換。此處FFT變換用的是LabVIEW中的快速傅里葉變換IP核來實(shí)現(xiàn)。變換之后的數(shù)據(jù)為Ye,1(k),Yo,1(k),Ye,2(k),Yo,2(k),下標(biāo)1、2分別表示第1路和第2路,e、o分別表示每路分割的偶、奇流。

圖9 分?jǐn)?shù)間隔頻域均衡實(shí)現(xiàn)流程框圖

步驟3根據(jù)導(dǎo)頻數(shù)據(jù)對(duì)系統(tǒng)進(jìn)行信道估計(jì),獲得信道估計(jì)矩陣H,具體為：

步驟3.1,根據(jù)導(dǎo)頻,進(jìn)行信道估計(jì)。每個(gè)時(shí)隙內(nèi)第8,9號(hào)塊為導(dǎo)頻塊,用來進(jìn)行信道估計(jì)。根據(jù)已知的導(dǎo)頻序列和接收端收到的導(dǎo)頻信號(hào),就可以計(jì)算出信道估計(jì)矩陣。具體步驟如下：

步驟3.1.1,分別計(jì)算以下公式：

(5)

步驟3.1.2,將得到的He(k),Ge(k),Ho(k),Go(k),組合得到信道矩陣如下：

(6)

其中,k表示第k個(gè)頻點(diǎn),H中的元素都為復(fù)數(shù)。

步驟4根據(jù)信道矩陣H,進(jìn)行頻域均衡,具體步驟如下：

步驟4.1,根據(jù)估計(jì)得到的信道矩陣H,利用最小均方差(MMSE)均衡方法,根據(jù)式(7)獲取均衡權(quán)值矩陣W。

(7)

步驟4.2,根據(jù)矩陣W,對(duì)接收端分?jǐn)?shù)間隔處理之后的數(shù)據(jù)進(jìn)行均衡,計(jì)算過程如下：

(8)

其中,

分?jǐn)?shù)間隔頻域均衡方法利用了發(fā)射端升采樣提供的分集增益信息,結(jié)合硬件實(shí)現(xiàn)過程中矩陣分塊運(yùn)算特點(diǎn)和最小均方差均衡技術(shù),在不明顯影響運(yùn)算復(fù)雜度情況下,能夠有效改善毫米波通信系統(tǒng)中定時(shí)相位誤差和信道延時(shí)失真的影響,提高系統(tǒng)的誤比特性能；同時(shí)均衡過程即完成信號(hào)的降采樣。

4 測試與分析

下文是對(duì)原型機(jī)的測試結(jié)果,主要從接收端均衡之后的星座圖性能、系統(tǒng)傳輸速率、誤碼率以及接收端視頻清晰流暢度幾個(gè)方面來進(jìn)行分析。

4.1 接收星座圖

根據(jù)前文的介紹可知,系統(tǒng)支持多種調(diào)制方式同時(shí)工作,不同的調(diào)制方式性能存在差異,比較理想信道環(huán)境下,可采用高階的調(diào)制方式,信道干擾嚴(yán)重時(shí)可采用低階的調(diào)制方式,來實(shí)現(xiàn)信息傳輸。以16QAM調(diào)制方式和64QAM調(diào)制方式為例,圖10分別對(duì)應(yīng)16QAM和64QAM下系統(tǒng)接收端均衡之后一個(gè)完整子幀數(shù)據(jù)的星座圖。相同的條件下僅調(diào)制方式不同時(shí),根據(jù)星座圖可知與64QAM相比16QAM對(duì)應(yīng)的星座點(diǎn)之間間隔更明顯,區(qū)分度更高,測試中誤碼率也更低視頻更流暢；但同時(shí)16QAM調(diào)制方式傳輸速率比64QAM調(diào)制方式傳輸速率低。不同的調(diào)制方式對(duì)應(yīng)的理論與實(shí)際測試中得到的傳輸速率如表4。

表4 原型機(jī)不同調(diào)制方式對(duì)應(yīng)的傳輸速率

由于本系統(tǒng)目前采用的是喇叭天線,其具有較強(qiáng)的方向性和較高的增益,有效通信距離可以達(dá)到近10 m；16QAM調(diào)制方式進(jìn)行視頻傳輸收發(fā)天線距離2 m以內(nèi)時(shí),系統(tǒng)的誤碼率在0.1%以內(nèi),接收端視頻播放非常流暢。

圖10 16QAM和64QAM調(diào)制方式接收端均衡之后的星座圖

4.2 視頻實(shí)時(shí)傳輸

圖11是基于NI-PXIe毫米波平臺(tái)開發(fā)的SISO演示系統(tǒng),圖中左右分別是接收部分和發(fā)射部分。由于系統(tǒng)通信實(shí)時(shí)速率達(dá)到Gbps量級(jí),而實(shí)時(shí)傳輸一路高清視頻遠(yuǎn)不需要這么高的速率,所以在通信時(shí)僅用一個(gè)子幀(時(shí)隙slot)傳輸視頻即可,其他的子幀傳發(fā)射端Host生成的隨機(jī)數(shù)。事實(shí)上如果所有傳輸數(shù)據(jù)都用視頻數(shù)據(jù)源,那么必須要有處理能力非常強(qiáng)大的上位機(jī)進(jìn)行視頻的拆分與組合,而實(shí)驗(yàn)室的上位機(jī)遠(yuǎn)遠(yuǎn)達(dá)不到這個(gè)要求,因此只能用隨機(jī)數(shù)代替。此處傳輸視頻的子幀是隨機(jī)選擇的,一幀中的100個(gè)子幀任意一個(gè)子幀都可以用來傳輸視頻。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明,子幀的選取對(duì)視頻傳輸沒有影響,選取不同的子幀傳輸視頻,誤碼率保持不變。16QAM調(diào)制方式下,發(fā)射接收天線在2 m距離以內(nèi)時(shí),誤碼率維持在0.1%以內(nèi)。

圖11 NI-PXIe毫米波平臺(tái)SISO演示系統(tǒng)

視頻的演示只是為了方便說明通信的實(shí)時(shí)性和可靠性,實(shí)驗(yàn)中傳輸數(shù)據(jù)一幀中用一個(gè)子幀數(shù)據(jù)來傳輸視頻,而系統(tǒng)CRC校驗(yàn)是針對(duì)接收到的所有數(shù)據(jù)(包含一幀中的所有子幀)進(jìn)行校驗(yàn)檢測。因此實(shí)驗(yàn)中測試得到的誤碼率即所有傳輸數(shù)據(jù)的誤碼率,系統(tǒng)物理層硬件部分以及Host端的數(shù)據(jù)處理是實(shí)時(shí)有效的,誤碼率較低。

具體工作過程,發(fā)射端PC將視頻流拆分成數(shù)據(jù)包,通過UDP協(xié)議把數(shù)據(jù)傳送給發(fā)射端Host；發(fā)射端Host通過DMA_FIFO將數(shù)據(jù)傳輸給發(fā)射端FPGA；發(fā)射端FPGA完成數(shù)據(jù)處理之后,通過射頻天線,以電磁波的方式將數(shù)據(jù)發(fā)射出去。接收端射頻部分接收到數(shù)據(jù),接收端FPGA進(jìn)行同步、信道估計(jì)均衡等后續(xù)處理之后,恢復(fù)出“原始信號(hào)”,并通過DMA_FIFO將數(shù)據(jù)傳輸給接收端Host；接收端Host再通過UDP協(xié)議把視頻數(shù)據(jù)傳送給接收端PC進(jìn)行視頻數(shù)據(jù)的組合并播放。

5 結(jié)論

本文介紹的原型機(jī)系統(tǒng)方案,基于NI-PXIe毫米波系統(tǒng)平臺(tái)和LabVIEW軟件進(jìn)行開發(fā),該平臺(tái)能讓開發(fā)者專注于IEEE 802.11aj協(xié)議基帶系統(tǒng)的實(shí)現(xiàn)上,一定程度上縮短了系統(tǒng)開發(fā)周期。圖形化的編程語言LabVIEW,非常適合系統(tǒng)的搭建,其支持的IP核能為開發(fā)者提供很多便利。系統(tǒng)中的信道編解碼以及FFT運(yùn)算等,用IP核處理可以減輕很多工作。系統(tǒng)的測試結(jié)果表明,原型機(jī)系統(tǒng)能穩(wěn)定高速的進(jìn)行高清視頻流實(shí)時(shí)通信,并且支持多種調(diào)制方式,系統(tǒng)實(shí)時(shí)傳輸速率最高(采用64QAM調(diào)制方式)可以達(dá)到7Gbps。本文設(shè)計(jì)的原型機(jī)系統(tǒng),只是階段性的研究成果,后面還將進(jìn)行OFDM系統(tǒng)以及MIMO系統(tǒng)的研發(fā)。

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