互補(bǔ)型M-Z調(diào)制器的PTS-ADC去包絡(luò)技術(shù)

王俊達(dá)，金 瑞，董洪松，陳 穎，陳向?qū)?/p>

(航天工程大學(xué) a.研究生院; b.航天信息學(xué)院, 北京 101416)

近年來，隨著科學(xué)技術(shù)的快速發(fā)展，高速模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)在通信、雷達(dá)、電子對(duì)抗、醫(yī)療等領(lǐng)域起到重要作用。現(xiàn)有的電子ADC，在大帶寬、超高速采樣條件下，存在采樣時(shí)間抖動(dòng)、比較器不確定等“瓶頸”制約，量化精度很難提升，無法滿足科學(xué)技術(shù)的發(fā)展需求[1]。為了提高電ADC的量化精度，國內(nèi)外先后提出多種光模數(shù)轉(zhuǎn)換器方案[2-9]。其中以Jalali課題組提出的光子時(shí)間拉伸模數(shù)轉(zhuǎn)換器(PTS-ADC)方案[10]最為著名。該方案通過鎖模激光器(MLL)產(chǎn)生超短光脈沖經(jīng)第一段色散補(bǔ)償光纖展寬，利用馬赫曾德爾電光調(diào)制器(MZM)將高速信號(hào)調(diào)制到光脈沖上，通過第二段色散補(bǔ)償光纖對(duì)光脈沖進(jìn)一步展寬，展寬后的信號(hào)從時(shí)域上可等效為低速的模擬信號(hào)[11]，降低對(duì)后端電ADC的采樣速率和量化精度要求。因此，可以克服電ADC “瓶頸”制約，提高ADC的量化精度，是目前主流的研究方向。

利用PTS-ADC技術(shù)能夠大幅度降低RF信號(hào)的頻率，然而由于MZM傳遞函數(shù)的制約，調(diào)制信號(hào)是非均勻的，而且容易產(chǎn)生較大的二階諧波，影響PTS-ADC系統(tǒng)后端采樣和量化精度。目前，最為著名的解決方案是利用雙輸出 MZM和平衡探測來抑制二階諧波的產(chǎn)生[12]。同時(shí)，通過分束器及單輸出MZM利用數(shù)字信號(hào)處理技術(shù)(DSP)可以消除信號(hào)包絡(luò)對(duì)系統(tǒng)造成的影響[13]。針對(duì)上述問題，本研究利用互補(bǔ)型雙輸出MZM代替單輸出MZM來抑制二階諧波的產(chǎn)生，利用分束器將MLL產(chǎn)生的光脈沖分割成相同的兩路，設(shè)計(jì)了一種基于互補(bǔ)調(diào)制的PTS-ADC系統(tǒng)。通過理論推導(dǎo)，對(duì)該結(jié)構(gòu)抑制二階諧波產(chǎn)生及信號(hào)包絡(luò)去除的原理進(jìn)行了證明。通過仿真建模對(duì)PTS-ADC系統(tǒng)進(jìn)行了仿真實(shí)驗(yàn)。結(jié)果表明，該結(jié)構(gòu)能夠有效抑制二階諧波的產(chǎn)生，去除脈沖包絡(luò)對(duì)RF信號(hào)造成的影響，該系統(tǒng)可以對(duì)80 GHz的模擬信號(hào)進(jìn)行采樣，ENOB達(dá)到4.11。

1 原理論證

采用包絡(luò)消除技術(shù)及二階諧波抑制的PTS-ADC系統(tǒng)原理如圖1所示。系統(tǒng)由鎖模激光器(MLL)、色散補(bǔ)償光纖(DCF)、分束器、馬赫曾德爾調(diào)制器和光電探測器(PD)構(gòu)成。MLL產(chǎn)生的超短高斯光脈沖經(jīng)第一段DCF進(jìn)行時(shí)域展寬，然后利用并行結(jié)構(gòu)將光脈沖分成兩路，利用上通道將展寬后高斯脈沖與RF信號(hào)利用互補(bǔ)型MZM進(jìn)行調(diào)制，將互補(bǔ)型MZM的兩路輸出和下通道脈沖分別經(jīng)過長度相等的第二段DCF進(jìn)行時(shí)域展寬，經(jīng)PD轉(zhuǎn)換為電信號(hào)由ADC進(jìn)行采樣后送入后處理模塊進(jìn)行去包絡(luò)算法處理。最終，得到時(shí)域展寬后的RF信號(hào)。

鎖模激光器產(chǎn)生高斯型超短脈沖，所以脈沖光源輸出端產(chǎn)生的波形可以被表示為

(1)

(2)

式中：E0為脈沖振幅；T0為脈沖半高寬(峰值強(qiáng)度1/e處)。脈沖經(jīng)過第一段長度為L1的光纖后，表達(dá)式為

(3)

其時(shí)域表達(dá)式E2(t)=F-1{E2(ω)}。

RF信號(hào)的函數(shù)表達(dá)式為

SRF(T)=Acos(ωRFt)

(4)

式中A,ωRF分別為RF信號(hào)的幅度和角頻率值。

假設(shè)MZM工作在正交偏置點(diǎn)，調(diào)制器的調(diào)制系數(shù)為m。經(jīng)頻率為ωRF的正弦射頻信號(hào)調(diào)制后，脈沖可以被表示為

(5)

調(diào)制后的光脈沖經(jīng)過長度為L2的第二段光纖進(jìn)一步展寬后，設(shè)調(diào)制系數(shù)m=0，可以得到

(6)

光電探測器的響應(yīng)電流為

(7)

經(jīng)過PD后，互補(bǔ)型MZM兩路輸出分別為

(8)

(9)

利用信號(hào)處理技術(shù)，將Iout1(t)、Iout2(t)進(jìn)行時(shí)序校準(zhǔn)后相減可得

Iout3(t)=Iout1(t)-Iout2(t)=

(10)

從式(9)可以看出，由于MZM傳遞函數(shù)導(dǎo)致的偶數(shù)階諧波被有效去除，Iout3(t)僅受奇數(shù)階諧波影響，輸出信號(hào)的精度提高。

經(jīng)分束器分出的第二路展寬后的高斯光脈沖，被長度為L2的光纖進(jìn)一步展寬后，經(jīng)過PD輸出為

Iout4(t)=4Im=0(t)

(11)

當(dāng)m值較小時(shí)，忽略奇數(shù)階諧波對(duì)系統(tǒng)造成的影響，通過除運(yùn)算可以將時(shí)域拉伸后的RF信號(hào)包絡(luò)去除，如式(12)所示。

(12)

從式(12)可以看出，忽略奇數(shù)階諧波對(duì)系統(tǒng)造成的影響，可以得到時(shí)域展寬后的頻率較低的余弦信號(hào)。

2 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)及仿真設(shè)計(jì)

在Optisystem 7.0中對(duì)基于互補(bǔ)型雙輸出MZM的采用去包絡(luò)技術(shù)的PTS-ADC系統(tǒng)進(jìn)行仿真系統(tǒng)構(gòu)建，其仿真結(jié)構(gòu)如圖2所示。

在仿真中，激光器產(chǎn)生脈沖的重頻為40 MHz，脈沖中心波長為1 552.52 nm，脈沖寬度為200 fs，脈沖的峰值功率為100 W。產(chǎn)生的光脈沖經(jīng)過色散系數(shù)-140 ps/(nm·km)(1 550 nm處)，長度為2.5 km的色DCF，將展寬后的高斯光脈沖經(jīng)1×2功率分配器均分成兩路。將通道一的光脈沖送入互補(bǔ)型雙輸出MZM中與RF信號(hào)進(jìn)行調(diào)制。在Optisystem中利用180°混合耦合器和兩個(gè)單輸出MZM組成互補(bǔ)型雙輸出MZM進(jìn)行仿真實(shí)驗(yàn)，如圖2中所示。加載頻率為80 GHz、峰值3 V的RF信號(hào)，兩個(gè)單輸出MZM加載的RF信號(hào)的相位差為π。經(jīng)MZM調(diào)制后的光脈沖，分別通過兩段長度為47.5 km的同種DCF(1 550 nm處色散系數(shù)-140 ps/(nm·km))，系統(tǒng)的時(shí)域展寬比為M=20。時(shí)域展寬后的光脈沖分別經(jīng)PD轉(zhuǎn)換為電信號(hào)。將通道二的光脈沖通過長度為47.5 km的同種DCF進(jìn)行時(shí)域拉伸，經(jīng)PD后送入示波器。由于Optisystem 7.0軟件不能利用ADC對(duì)電信號(hào)進(jìn)行采樣，因此將示波器的輸出數(shù)據(jù)導(dǎo)入Matlab中進(jìn)行數(shù)字信號(hào)處理，利用去包絡(luò)算法求出采樣脈沖。

3 仿真結(jié)果及分析

在仿真中，加載頻率為80 GHz、峰值3 V的RF信號(hào)，設(shè)置MZM的消光比為3 dB，調(diào)制深度為10%。通道一中的光脈沖經(jīng)互補(bǔ)型雙輸出MZM調(diào)制后，通過DCF進(jìn)行時(shí)域展寬及PD后，輸出端一及輸出端二的時(shí)域圖如圖3所示。

通道二中，先后經(jīng)兩端DCF展寬后的高斯光脈沖如圖4所示。

將通道一的雙輸出互補(bǔ)型MZM的輸出Iout1(t)、Iout2(t)以及通道二的輸出Iout4(t)分別代入式(12)中，RF信號(hào)波形及Sout(t)信號(hào)波形如圖5所示。

以理想降頻采樣信號(hào)作為參考信號(hào)，按照式(13)和式(14)[14-15]計(jì)算得到擬合后信號(hào)的信納比(SINAD)為26.46，ENOB為4.11位。

(13)

(14)

采用單輸出MZM作為對(duì)照組，與采用互補(bǔ)型雙輸出MZM結(jié)構(gòu)的PTS-ADC進(jìn)行比較，通過仿真結(jié)果分析基于互補(bǔ)型雙輸出MZM的去包絡(luò)PTS-ADC結(jié)構(gòu)對(duì)系統(tǒng)的影響[13]。當(dāng)RF信號(hào)為80 GHz時(shí)，采用單輸出MZM的去包絡(luò)PTS-ADC系統(tǒng)的ENOB為1.78位。

分別對(duì)5組不同頻率的RF信號(hào)(80 GHz、85 GHz、90 GHz、95 GHz和100 GHz)進(jìn)行采樣，通過計(jì)算得出實(shí)驗(yàn)組和對(duì)照組相應(yīng)的有效量化位數(shù)，如圖6所示。從圖6可以看出，相較于單輸出MZM，采用雙輸出MZM互補(bǔ)型MZM的PTS-ADC系統(tǒng)，有效量化位數(shù)得到明顯提高。

4 結(jié)論

設(shè)計(jì)了基于互補(bǔ)型雙輸出MZM的PTS-ADC系統(tǒng)，能夠抑制二階諧波對(duì)系統(tǒng)造成的影響，利用去包絡(luò)算法可以有效提高系統(tǒng)的精度。理論推導(dǎo)了互補(bǔ)型MZM遏制二階諧波產(chǎn)生的過程，提出了去除包絡(luò)的相關(guān)算法。通過仿真研究，對(duì)頻率為80 GHz的RF信號(hào)進(jìn)行采樣。仿真結(jié)果表明，當(dāng)RF信號(hào)頻率為80 GHz時(shí)，獲取信號(hào)的ENOB為4.11，該P(yáng)TS-ADC結(jié)構(gòu)可以對(duì)RF信號(hào)實(shí)現(xiàn)降頻采樣及信號(hào)還原，有效提高了PTS-ADC系統(tǒng)的采樣精度，從而改善了PTS-ADC的系統(tǒng)性能。

[1] WALDEN R H.Analog-to-digital converter survey and analysis[J].Selected Areas in Communications IEEE Journal on,1999,17(4):539-550.

[2] BRACKEN J A,XU C Q.All-optical wavelength conversions based on MgO-doped LiNbO3 QPM waveguides using an EDFA as a pump source[J].IEEE Photonics Technology Letters,2003,15(7):954-956.

[4] KHILO A,SORACE C M,BIRGE J R,et al.Accurate photonic analog-to-digital conversion[C]//General Assembly and Scientific Symposium,2011 URSI.IEEE,2011:1-4.

[5] KHILO A,SPECTOR S J,GREIN M E,et al.Photonic ADC:overcoming the bottleneck of electronic jitter[J].Optics Express,2012,20(4):4454-4569.

[6] TAKAHASHI K,MATSUI H,NAGASHIMA T,et al.Resolution upgrade toward 6-bit optical quantization using power-to-wavelength conversion for photonic analog-to-digital conversion[J].Optics Letters,2013,38(22):4864-4871.

[7] SCOTTI F,LAGHEZZA F,SERAFINO G,et al.In-Field Experiments of the First Photonics-Based Software-Defined Coherent,Radar[J].Journal of Lightwave Technology,2014,32(20):3365-3372.

[8] ESMAN D J,WIBERG A O J,ALIC N,et al.Highly Linear Broadband Photonic-Assisted Q-Band ADC[J].Journal of Lightwave Technology,2015,33(11):2256-2262.

[9] 張華林.一種改善實(shí)時(shí)性的光輔助微波頻率測量方法的研究[J].中國激光,2015,42(12):233-238.

[10] 錢阿權(quán),鄒衛(wèi)文,吳龜靈,等.光子時(shí)間拉伸模數(shù)轉(zhuǎn)換系統(tǒng)的多通道化設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)[J].中國激光，2015,42(5):146-153.

[11] 徐亞然.時(shí)間拉伸式光電模數(shù)轉(zhuǎn)換器及其并行多通道特性研究[D].成都：電子科技大學(xué),2015.

[12] CUI Y,XU K,DAI Y,et al.Suppression of second-order harmonic distortion in ROF links utilizing dual-output MZM and balanced detection[C]//International Topical Meeting on Microwave Photonics.IEEE,2012:103-106.

[13] XIE X,YIN X,LI S,et al.Photonic time-stretch analog-to-digital converter employing envelope removing technique[J].Optik-International Journal for Light and Electron Optics,2014,125(9):2195-2198.

[14] 陳穎,陳向?qū)?阮小燕.基于孤子效應(yīng)的全光模數(shù)轉(zhuǎn)換方案[J].兵器裝備工程學(xué)報(bào),2010,31(1):24-27.

[15] 高光天.模數(shù)轉(zhuǎn)換器應(yīng)用技術(shù)[M].北京：科學(xué)出版社,2001.