新型Z源不對稱三電平逆變器及中點電位控制方法研究

馬 黎，魏金成，邱曉初，魏 力

（西華大學電氣與電子信息學院，成都 610039）

多電平逆變器因其靈活的控制方式、較高的逆變效率和低電壓諧波含量輸出等優(yōu)點，在高壓大功率交流電動機的變頻調速、有源電力濾波、風力發(fā)電和太陽能發(fā)電等領域中得到了廣泛的應用[1]。但是多電平逆變器屬于降壓型變換器，在實際應用中若要獲得更高的輸出電壓，就需要在直流電源和逆變器輸入之間增加一級升壓電路，這無疑將增加系統的硬件成本，降低系統的工作效率[2-3]。為克服這一缺點，文獻[4]提出了一種單Z源中點箝位型NPC（neutral point clamped）三電平逆變器。Z源網絡的引入使直通成為一種正常的工作狀態(tài)[5-7]，通過控制直通占空比,可以實現升壓輸出,此外還提高了系統的可靠性,消除了死區(qū)效應對逆變器的影響[8]。

但是單Z源NPC逆變器主電路所需的器件多，控制及驅動電路都較為復雜[9]。故本文提出了一種新型Z源不對稱三電平逆變電路。相較于單Z源NPC逆變電路，在沒有增加功率開關管數量的情況下，不需要箝位二極管，不僅減小了系統體積還節(jié)約了硬件成本，同時保持了Z源三電平逆變器的固有優(yōu)勢。

然而三電平逆變器直流側采用電容分壓的形式，導致逆變器中點電位不平衡問題無法規(guī)避。該問題會導致系統輸出的低次諧波增加，某些開關器件承受電壓上升，嚴重時會縮短直流側電容和開關器件的壽命[10]。因此，中點電位平衡問題一直是三電平逆變器研究的重點[11-12]。

本文根據單Z源NPC逆變器的空間矢量脈寬調制 SVPWM（space vector pulse width modulation）方法以及上、下直通狀態(tài)對中點電位的影響，提出一種適用于新型Z源不對稱三電平逆變器的最優(yōu)SVPWM控制策略，闡述了上、下直通矢量的插入策略，最大程度地減小了直通作用產生的開關損耗，有效抑制了中點電位的直流偏移。通過仿真結果驗證了理論分析的可行性和正確性。

1 新型Z源不對稱三電平逆變器的拓撲結構及工作原理

1.1 拓撲結構

不對稱三電平逆變器與NPC三電平逆變器的拓撲結構如圖1所示。與NPC三電平逆變器相比，不對稱三電平逆變器不需要箝位二極管，并且沒有增加功率開關管的數量，有助于減小逆變器的空間，節(jié)約硬件成本。Udc表示電源電壓，從開關管耐壓值來看，NPC三電平逆變器4個開關管Sa1～Sa4耐壓值均為0.5Udc；不對稱三電平逆變器的開關管Sa4耐壓值為Udc，其余3個開關管Sa1～Sa3耐壓值均為0.5Udc。然而由于NPC型器件本身的差異，2個開關管不可能完全均分直流側電壓，因此開關管在設計時的耐壓值也會大于0.5Udc，不能明顯體現出NPC型在耐壓值上的優(yōu)越性。其對比結果如表1所示。

綜上所述，本文選取了不對稱型三電平逆變器與Z源逆變器相結合，構成了一種新型Z源不對稱三電平逆變器，拓撲結構如圖2所示。

圖中，在逆變器的直流輸入電源與逆變橋之間引入1個Z源網絡，2只電感L1、L2和2只電容C1、C2構成一個 X 型，且 L1=L2，C1=C2，UL1=UL2=UL，UC1=UC2=UC；直流側電源電壓為Udc；直流側的2只分壓電容CS1、CS2相等，CS1=CS2=CS，故每只分壓電容上的電壓約為Udc/2；Ui為Z源網絡的輸出電壓；分壓電容的中點O與不對稱三電平逆變橋臂的中點相連；二極管D1和D2是為了在直通狀態(tài)時起到反向阻斷的作用。

圖1 三電平逆變器拓撲結構Fig.1 Topological structure of three-level inverter

表1 不對稱型與NPC型三電平逆變器電路比較Tab.1 Comparison between asymmetric and NPC-type three-level inverter circuits

圖2 新型Z源不對稱三電平逆變器拓撲結構Fig.2 Topological structure of novel Z-source asymmetric three-level inverter

1.2 工作原理

由于Z源網絡通過逆變橋臂直通實現升壓，因此Z源三電平逆變器除了具有傳統逆變器的有效狀態(tài)和零狀態(tài)外，還單獨具有上、下直通狀態(tài)。以A相橋臂為例，介紹了該逆變電路的5種不同狀態(tài)，如圖3所示。圖中：P表示有效狀態(tài)“1”；O表示零狀態(tài)；N表示有效狀態(tài) “-1”；U表示上直通狀態(tài)；L表示下直通狀態(tài)。

圖3 新型電路拓撲A相橋臂5種狀態(tài)Fig.3 Five states of the novel circuit topology for phase-A bridge-arm

表2列出了 A相橋臂的 4個開關管 Sa1、Sa2、Sa3、Sa4的開關狀態(tài)以及相對應的輸出電壓。表中：ON表示功率開關管導通；OFF表示功率開關管關斷。與傳統Z源NPC逆變器相比，新型拓撲處于“N”狀態(tài)時，開關管Sa1和Sa2的狀態(tài)有2種組合。這樣在設計控制算法時，就可以有多種選擇方案，使功率開關管的通斷狀態(tài)和通斷時間更加靈活，能夠平衡功率器件的損耗，給散熱器的設計帶來了方便。

表2 A相橋臂開關狀態(tài)及相應輸出電壓Tab.2 Switching states of phase-A bridge-arm and the corresponding output voltages

為使Z源網絡輸出電壓Ui保持平衡，1個開關周期T內的上直通和下直通時間[13]需滿足

式中，TU、TL和TD分別為上、下直通時間和橋臂有效直通時間。

穩(wěn)態(tài)條件下，Z源網絡輸出電壓Ui[14]為

式中，D為直通占空比，D=TD/T。因此，逆變器輸出相電壓峰值可表示為

式中：M 為調制比；B 為升壓比，B=1/（1-2D）。

由式（3）可知，當 B=1（即 D=0）時，新型 Z 源不對稱三電平逆變器工作在傳統降壓模式；當B＞1（即D＞0）時，則工作在升壓模式。

2 控制算法

2.1 傳統Z源三電平SVPWM

單Z源三電平逆變器的SVPWM技術是在傳統SVPWM基礎上，通過合理地插入上、下直通矢量，產生的一種適合于單Z源三電平逆變器的調制方法，主要可以分為：區(qū)域判斷、矢量狀態(tài)次序確定、時間計算、直通矢量插入和時間狀態(tài)分配5部分[15]。圖4所示為其基本空間矢量圖，圖中，6個大矢量將整個區(qū)域分為6個正三角形區(qū)域，依次編號為 S1、S2、S3、S4、S5、S6； 每個大扇區(qū) 60°， 又可分為 6個小區(qū)，編號1～6，圖5為扇區(qū)S1的小區(qū)劃分，V*表示空間矢量落在了扇區(qū)S1的小區(qū)5，由基本矢量V1P（V2N）、V7、V13合成。

圖4 三電平逆變器基本空間矢量Fig.4 Basic space vector diagram of three-level inverter

圖5 扇區(qū)S1的小區(qū)劃分Fig.5 Partitioning for sector S1

因篇幅有限，圖6直接給出了參考矢量位于大區(qū)S1小區(qū)5時，傳統三電平逆變器和Z源三電平逆變器相應的控制時序。圖中，T1、T2、T3為合成參考矢量的3個基本矢量的作用時間，T0表示零矢量作用時間。表3為S1大區(qū)中6個小區(qū)對應的直通矢量狀態(tài)次序。

圖6 傳統三電平逆變器和Z源三電平逆變器相應控制時序Fig.6 Timing sequence diagrams corresponding to the traditional and Z-source three-level inverters

表3 扇區(qū)S1直通矢量狀態(tài)次序Tab.3 Sequences of shoot-through vector state in sector S1

2.2 中點電位控制

三電平逆變器在運行過程中必須保證直流側中點電位的平衡，否則負載中會出現偶次諧波，部分開關器件的電壓應力也會增大，不利于逆變器的安全運行[16]。中點電位的不平衡，歸根結底是由流入或流出中點的電流造成的，直流側2個電容1個放電、1個充電，導致中點電位發(fā)生偏移[17]。最優(yōu)SVPWM控制是在傳統Z源三電平SVPWM控制基礎上，通過調節(jié)上、下直通時間來實現中點電位的平衡，沒有增加開關損耗。

通過分析，在一個開關周期內，當Z源三電平逆變器處于上直通狀態(tài)時，其等效電路如圖7所示，二極管D1導通，二極管D2承受反相電壓截止，逆變橋和負載等效為電流源。由KCL得

圖7 上直通狀態(tài)等效電路Fig.7 Equivalent circuit in upper shoot-through state

同理，當Z源三電平逆變器處于下直通狀態(tài)時，其等效電路如圖8所示，二極管D2導通，二極管D1承受反相電壓截止，逆變橋和負載等效為電流源。由KCL得

式中，為下直通時流出O點的瞬時中線電流。

圖8 下直通狀態(tài)等效電路Fig.8 Equivalent circuit in lower shoot-through state

因直通矢量必須插入小矢量狀態(tài)中才不會影響輸出矢量的伏秒值。對于任意小矢量對應的開關狀態(tài) sa、sb、sc，令

式中，sx∈{-1,0,1}，x∈{a,b,c}。

根據式（4）～式（6）可得

式中：；i?為線電流。

1個開關周期內的平均中線電流NP為

式中：dx0為各相零狀態(tài)占空比；Ts為1個開關周期；x為平均線電流，x∈{a,b,c}。

當參考矢量由大、中、小矢量合成時，以圖5中扇區(qū)S1的小區(qū)5為例，根據伏秒平衡原理和直通矢量必須插在正負小矢量中的原則[18]以及式（8）可得

式中：ix為線電流，x∈{a,b,c}；dx為基本矢量 Vx中的零狀態(tài)占空比，x∈{1N,7,1P}。

同理，當參考矢量由小小中矢量合成時，以圖5中扇區(qū)S1的小區(qū)4為例，可得

綜合式（9）和式（10）可知，1 個開關周期內，如果上、下直通時間相等將不會影響平均中線電流。反之，如果中點電位不平衡，就可以通過調節(jié)上、下直通時間來實現中點電位平衡。上直通時，直流側電容CS1和電容C1、C2同時為兩只電感充電，上直通時間越長，CS1電壓下降越多。同理，下直通時，直流側電容CS2和電容C1、C2同時為兩只電感充電，下直通時間越長，CS2電壓下降越多。

2.3 最優(yōu)SVPWM控制

根據傳統Z源SVPWM控制算法以及上、下直通對中點電位的影響，提出了一種最優(yōu)SVPWM控制算法。定義ΔU=US1-US2。為了避免中點電位的小波動造成開關頻繁動作，定義一個閾值h，即當ΔU＞h或者ΔU＜-h時才進行調節(jié)。施加偏移控制后，上直通時間通過乘以一個調制因子k1來實現，下直通時間通過乘以一個調制因子k2來實現，即

式中，為施加偏移控制后的上、下直通時間，+T'L=2TD。所以，當 ΔU＞h 時，k1=0，k2=2；當-h＜ΔU＜h時，k1=1，k2=1；當 ΔU＜-h 時，k1=2，k2=0。

當ΔU＞h時，大區(qū)S1小區(qū)5的控制時序如圖9所示，控制原理框圖如圖10所示。該方法僅需檢測2個直流側電容電壓，因此簡化了控制系統的設計。

圖9 大區(qū)S1小區(qū)5相應控制時序Fig.9 The corresponding timing sequences in the 5th small space of sector S1

圖10 中點電位平衡控制原理框圖Fig.10 Block diagram of control principle of neutralpoint potential balance

3 仿真結果比較與分析

為驗證該新型結構及優(yōu)化SVPWM算法的正確性與有效性，使用MATLAB/Simulink搭建了仿真模型。仿真參數如下：直流電源電壓Udc為720 V，分壓電容 CS1=CS2=100 μF；Z 源電容 C1=C2=220 μF，電感L1=L2=1 mH；開關周期T=0.000 5 s；基波頻率為50 Hz；調制比 M=0.6；升壓比B=1.25；仿真時間為0.1 s。

不同升壓比時系統仿真波形如圖11所示，圖11（a）、（b） 分別為 B=1.00、B=1.25 時的輸出相電壓UA、線電壓UAB及相電流IA的波形。從圖11可以看出，當升壓比B=1.00，即系統未升壓時，輸出相電壓UA峰值約為360 V，線電壓UAB峰值約為720 V；當升壓比B=1.25時，系統輸出相電壓UA峰值約為445 V，線電壓UAB峰值約為890 V，實現升壓。

圖12所示為新型Z源不對稱三電平逆變器的中點電位偏移量波形。由圖12（a）可以看出，系統未加中點電位平衡控制時，中點電位波動范圍大概在-20 V～30 V 之間；圖12（b）為調節(jié)上、下直通時間后的中點電位偏移量波形，閾值h=5。可以看出，系統中點電位偏移減小，其波動范圍在±5 V以內，有效降低中點電位偏移達83.3%。

圖11 不同升壓比時系統仿真波形Fig.11 System simulation waveforms at different values of B

圖12 中點電位偏移量波形Fig.12 Waveforms of neutral-point potential offset

圖13為傳統SVPWM控制與最優(yōu)SVPWM控制輸出電流對應的傅里葉（FFT）頻譜分析。由圖可以看出，傳統SVPWM控制中電流的總諧波畸變率THD（total harmonic distortion）為 1.17%；最優(yōu) SVPWM控制中輸出電流的THD值為1.22%，與傳統SVPWM控制相比相差較小。因此輸出電流質量幾乎沒有因直通矢量的插入以及中點電位控制算法受到影響。

圖13 輸出電流FFT分析Fig.13 Analysis for the FFT of output current

4 結語

本文提出的新型Z源不對稱三電平逆變器拓撲結構不需要箝位二極管，同時保持了Z源三電平的固有優(yōu)勢，提高了系統的經濟性和實用性。在實現升壓的同時，采用調節(jié)上、下直通時間的最優(yōu)SVPWM算法，最大程度地減少了直通作用產生的開關損耗，并且有效地控制了中點電位偏移，其波動范圍控制在±5 V以內。通過仿真結果及分析，驗證了其正確性與有效性。

[1]劉鳳君.多電平逆變技術及其應用[M].北京:機械工業(yè)出版社,2007:156-176.

[2]張瑾,齊鉑金.Z源三電平中點鉗位逆變器中點電位平衡控制方法[J].中國電機工程學報,2010,30（12）:7-13.Zhang Jin,Qi Bojin.Neutral-point potential balancing method for Z-source three-level NPC inverters[J].Proceedings of the CSEE,2010,30（12）:7-13（in Chinese）.

[3]Nabae A,Takahashi I,Akagi H.A new neutral point clamped PWM inverter[J].IEEE Transaction on Industry Applications,1981,17（5）:518-523.

[4]張瑾,齊鉑金,張少如.Z源三電平中點鉗位逆變器的空間矢量調制方法[J].電工技術學報,2010,25（9）:108-114.Zhang Jin,Qi Bojin,Zhang Shaoru.A space vector-PWM algorithm for Z-Source three-level NPC inverters[J].Transactions of China Electrotechnical Society,2010,25 （9）:108-114（in Chinese）.

[5]Loh P C,Vilathgamuwa D M,Lai Y S.Pulse-width modulation of Z-source inverters[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2005,20（6）:1346-1355.

[6]彭方正,房緒鵬,顧斌,等.Z源變換器[J].電工技術學報,2004,19（2）:47-51.Peng Fangzheng,Fang Xupeng,Gu Bin,et al.Z-source converter[J].Transactions of China Electrotechnical Society,2004,19（2）:47-51（in Chinese）.

[7]Peng Fangzheng.Z-source inverter[J].IEEE Transactions on Industry Applications,2003,39（2）:504-510.

[8]張成,孫馳,馬偉明,等.基于電路拓撲的IGBT并聯均流方法[J].高電壓技術,2013,39（2）:505-512.Zhang Cheng,Sun Chi,Ma Weiming,et al.Paralleling current sharing method of parallel IGBTs based on circuit topology[J].High Voltage Engineering,2013,39（2）:505-512（in Chinese）.

[9]黃珂,魏金成,黃容容,等.一種新型不對稱三相三電平逆變器[J].電源技術,2014,38（5）:920-923.Huang Ke,Wei Jincheng,Huang Rongrong,et al.A novel three-phase three-level inverter with asymmetrical legs[J].Chinese Journal of Power Sources,2014,38（5）:920-923（in Chinese）.

[10]Song Qiang,Liu Wenhua,Yu Qingguang,et al.A neutralpoint potential balancing algorithm for three-level NPC inverters using analytically injected zero-sequence voltage[C].Applied Power Electronics Conference and Exposition,2003， APEC’03.Miami Beach,USA,2003,1:228-233.

[11]王展,鄒云屏,林磊,等.一種三電平逆變器中點平衡的控制方法[J].電源學報,2004,2（4）:287-291.Wang Zhan,Zou Yunping,Lin Lei,et al.A control method of neutral-point voltage balancing problem in three-level inverters[J].Journal of Power Supply,2004,2（4）:287-291（in Chinese）.

[12]Newton C,Sumner M.A novel arrangement for balancing the capacitor voltages of a five-level diode clamped inverter[C].1998 Seventh International Conference on Power Electronics and Variable Speed Drives.London,UK,1998:465-470.

[13]賀昱曜,馮偉,宋石磊.Z源級聯三電平中點鉗位逆變器[J].電網技術,2012,36（4）:219-224.He Yuyao,Feng Wei,Song Shilei.A cascaded Z-source three-level neutral point clamped inverter[J].Power System Technology,2012,36（4）:219-224（in Chinese）.

[14]Loh P C,Gao Feng,Blaabjerg F,et al.Operational analysis and modulation control of three-level Z-source converters with enhanced output waveform quality[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2009,24（7）:1767-1775.

[15]牛清泉,屈克慶.一種基于Z源三電平逆變器的SVPWM算法研究[J].電網與清潔能源,2012,28（12）:23-29.Niu Qingquan,Qu Keqing.Study on SVPWM method based on Z-source three-level inverters[J].Power System and Clean,2012,28（12）:23-29（in Chinese）.

[16]張志,謝運祥,樂江源,等.消除中點電位低頻振蕩的三電平逆變器空間矢量脈寬調制方法[J].電工技術學報,2011,26（3）:103-109.Zhang Zhi,Xie Yunxiang,Le Jiangyuan,et al.SVPWM method of removing the low-frequency oscillations of neutral point voltage for three-level NPC inverter[J].Transactions of China Electrotechnical Society,2011,26（3）:103-109（in Chinese）.

[17]符曉.電勵磁同步電機低開關頻率控制技術研究[D].徐州:中國礦業(yè)大學,2011.Fu Xiao.Control of electrical excited synchronous machine at low switching frequency[D].Xuzhou:China University of Mining and Technology,2011（in Chinese）.

[18]付文波.多電平Z源逆變器脈寬調制及應用研究[D].徐州:中國礦業(yè)大學,2015.Fu Wenbo.Research on pulse width modulation and application for multilevel Z-source inverter[D].Xuzhou:China U-niversity of Mining and Technology,2015（in Chinese）.