基于放大器的新型混頻器設計*

劉 景，曾芳艷，李玉婷，周愷卿

(吉首大學信息科學與工程學院，湖南 吉首 416000)

由于電池續(xù)航能力的限制，低電壓、低功耗以及高度集成的電路設計已經(jīng)成為現(xiàn)代射頻無線通信系統(tǒng)領域的研究熱點，比如2.4 GHz ISM(Industrial,Scientific and Medical)頻段的IEEE 802.11b WLAN 和藍牙技術.低噪聲放大器[1]和混頻器都是射頻無線通信系統(tǒng)中的重要模塊.傳統(tǒng)的吉爾伯特結構混頻器[2-13]因具有良好的轉(zhuǎn)換增益以及端口隔離度而成為現(xiàn)代混頻器設計的主流，并且得到了廣泛的應用，但存在供電電壓高、功耗較大等問題.因此，低電壓、低功耗的新型混頻器的設計得到了學術界及工業(yè)界的關注.

采用折疊技術[14-17]和電流復用技術[18]的混頻器可以有效降低供電電壓和功耗.在采用折疊技術的混頻器中，將混頻器的射頻級和跨導級分開進行設計，降低了堆疊晶體管的數(shù)目，從而有效地降低了混頻器的供電電壓.但是由于其增加了射頻級的電流支路，所以混頻器的整體功耗并沒有顯著改善.在電流復用混頻器中，任意支路的電流在其他電流支路都進行了復用，可以有效降低混頻器整體電流.但是由于其堆疊的晶體管并沒有減少，所以供電電壓還是較高.筆者提出了一種新型的基于2級放大器的混頻器，其中第1級為電阻反饋型放大器，第2級為帶LC負載的共源級放大器，在這2級放大器的中間插入了1對吉爾伯特開關.整個混頻器只有1層堆疊的晶體管，有效降低了供電電壓；其后級放大器僅在LO信號驅(qū)動吉爾伯特開關時才工作，從而降低了混頻器的功耗.

1 電路分析

1.1 傳統(tǒng)吉爾伯特混頻器

傳統(tǒng)的吉爾伯特混頻器如圖1所示.傳統(tǒng)的吉爾伯特混頻器具有較低的偶次諧波失真，以及較好的端口隔離度等優(yōu)點.然而，傳統(tǒng)的吉爾伯特混頻器一般由3層堆疊的晶體管組成，需要較高的供電電壓驅(qū)動，而且所有的晶體管工作在飽和區(qū)，導致整體功耗較高.傳統(tǒng)吉爾伯特混頻器的轉(zhuǎn)換增益[19]可以表示為

(1)

1.2 帶有吉爾伯特開關的2級放大器

圖2 帶有吉爾伯特開關的2級放大器Fig.2 Two-Stage Amplifier with Gilbert Switch

帶有吉爾伯特開關的2級放大器由電阻反饋放大級和帶有LC負載的共源放大級組成，如圖2所示.圖2中,M1，R1和Rf組成了第1級電阻反饋放大級.通過常規(guī)的電路分析，可得到第1級電阻反饋放大級的增益為

AV1≈-gM1·(R1//Rf)，

(2)

其中gM1表示MOS晶體管M1的跨導.

M7，L1和C3組成了第2級共源放大級.同樣，通過簡單的電路分析可得第2級共源放大級的增益為

(3)

其中：gM7表示MOS晶體管M7的跨導；ro7表示M7的輸出電阻.由于共源放大級的負載的LC諧振頻率為2.4 GHz，因此第2級共源放大級的增益可以近似地表示為

AV2≈-gM7ro7.

(4)

由(2)，(4)式可以推導出2級放大器的增益為

AV=AV1AV2≈gM1gM7(R1//Rf)ro7.

(5)

在這2級放大器的中間插入吉爾伯特開關，當開關截止時，晶體管M7不滿足工作條件，M7截止不工作；當開關導通時，M7工作在飽和區(qū).也就是說，只有當吉爾伯特開關導通時，放大器的第2級才開始工作，從而降低了整個電路的功耗.

1.3 基于放大器的混頻器

基于放大器的混頻器如圖3所示.從圖3可知，該混頻器僅有1層堆疊的MOS晶體管，可以由較低的供電電壓驅(qū)動，從而降低了整個電路的功耗.

圖3 基于放大器的混頻器Fig.3 Mixer with Amplifier

M1，M2，R1，R2和Rf組成了混頻器的第1級放大級.M3—M6是插入的吉爾伯特開關，開關的導通和截止通過本振信號(LO信號)控制.吉爾伯特開關與LO信號的關系如圖4所示.圖4中，t0—t5代表本振信號的一個周期.從t1到t2，t3到t4，當(vLO++Vbs) >Vth或者(vLO-+Vbs) >Vth時，晶體管M3和M6或者M4和M5是導通的，從而晶體管M6和M7工作在飽和區(qū)，整個混頻器能夠正常工作；從t0到t1，t2到t3，t4到t5，吉爾伯特開關對是截止的，從而晶體管M6和M7工作在截止區(qū).通過LO信號控制吉爾伯特開關的導通與截止，使得混頻器后級放大級周期性地處在工作和截止2種狀態(tài)，這降低了整個混頻器的功耗.

圖4 吉爾伯特開關與LO信號的關系Fig.4 Relationship Between Gilbert Switch and Local Oscillator Signal (LO Signal)

M7，M8，L1，L2，C3和C4組成了混頻器的第2級放大級.L1和C3，L2和C4組成了第2級放大級在2.4 GHz諧振頻率處的2對并聯(lián)諧振負載.盡管信號在t0到t1，t2到t3，t4到t5這些時間間隔中會有失真，但利用LC并聯(lián)諧振負載重塑信號波形并濾除其他干擾信號，依然可以獲得不失真的有用信號.

通過觀察(1)式和(5)式，可以進一步發(fā)現(xiàn)，在同樣的條件下，基于放大器的混頻器的轉(zhuǎn)換增益要大于傳統(tǒng)的吉爾伯特混頻器的轉(zhuǎn)換增益.

2 仿真分析

圖5 基于放大器的混頻器Fig.5 Mixer Layout Based on Amplifier

在Charted 0.18 μm RF CMOS工藝條件下，通過Cadence IC Design Tool對基于放大器的混頻器進行了仿真驗證.根據(jù)Charted 0.18 μm MOSFET工藝模型，NMOS管的閾值電壓為0.42 V，PMOS管的閾值電壓為-0.49 V.該混頻器的供電電壓為0.8 V，消耗電流為1.137 mA，整體功耗為1.05 mW；中頻輸入信號(LO信號)為-20 dBm，頻率為10 MHz；本振信號為7 dBm，頻率為2.39 GHz.

圖5為基于放大器的混頻器版圖.在包含引腳的情況下，其面積為

0.650 mm×0.66 mm=0.429 mm2.

提取混頻器版圖的寄生參數(shù)進行仿真實驗.

圖6為混頻器的三階交調(diào)點(IIP3)仿真結果.從圖6可知，此混頻器的IIP3大約為3.827 dBm，具有較高的線性度.

當輸入中頻信號的頻率為10 MHz、功率為-20 dBm、本振信號的頻率為2.39 GHz和功率為7 dBm時，混頻器的瞬態(tài)仿真結果如圖7所示.

圖8為混頻器的輸出頻譜.從圖8可以看出，此混頻器輸出的最大頻譜幅度為-27.79 dB，輸出信號功率集中在2.4 GHz頻率點，其他信號的干擾輸出功率都非常小.

圖9為混頻器的轉(zhuǎn)換增益.從圖9可以看出，當本振信號功率為5～9 dBm時，混頻器可以提供較大的轉(zhuǎn)換增益；特別是當本振信號功率為7 dBm時，此混頻器的轉(zhuǎn)換增益達到13 dB.

圖6 基于放大器的混頻器的IIP3仿真Fig.6 Third-Order Intercept Point of Mixer Based on Amplifier

圖7 基于放大器的混頻器的瞬態(tài)仿真Fig.7 Transients of Mixer Based on Amplifier

圖9 基于放大器的混頻器的轉(zhuǎn)換增益Fig.9 Conversion Gain of Mixer Based on Amplifier

3 結語

設計了一個應用于2.4 GHz頻率處的混頻器.混頻器是由1個2級放大器和1對吉爾伯特開關構成，吉爾伯特開關插在2級放大器中間.由于只有1層堆疊的晶體管，芯片面積為0.429 mm2，因此供電電壓僅需0.8 V.Cadence IC Design Tools 5.1.41仿真結果表明，混頻器的轉(zhuǎn)換增益達13 dB，功耗為1.05 mW，且性能良好.

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