基于H橋控制直流電機驅(qū)動電路設計

1 引言

直流電機具有良好的啟動性能和控制性能，能在較寬的調(diào)速范圍內(nèi)實現(xiàn)均勻、平滑的無級調(diào)速，適用于啟、?？刂祁l繁的控制系統(tǒng)。[1]

市場上直流電機驅(qū)動的專用集成芯片層出不窮，但由于其輸出功率有限，滿足不了大功率直流電機驅(qū)動需求。因此巧妙地運用H橋控制技術(shù)，實現(xiàn)大功率直流電機驅(qū)動及控制，是從事電機設計、制造、調(diào)試、維修人員必須掌握的一項專業(yè)技能。

2 電路工作原理

2.1 系統(tǒng)框圖

電路系統(tǒng)框圖如圖1所示，系統(tǒng)主要由7部分組成。AC輸入電壓范圍為100V～240V，頻率范圍為50Hz～60Hz。單片機生產(chǎn)PWM信號和換向信號，經(jīng)光電隔離電路處理后，進入邏輯控制電路，經(jīng)由邏輯電路對時序進行巧妙控制后，再提供給H橋驅(qū)動電路，達到了遏制H橋驅(qū)動直通的目的。電流采樣電路和速度采樣電路則對電機工作過程進行實時控制，當檢測到電機轉(zhuǎn)速變化時，采樣到的信號經(jīng)過檢波濾波電路與線性放大隔離電路處理之后，反饋給單片機，單片機對輸出量做出相應變化，完成一次直流電機電壓閉環(huán)負反饋調(diào)節(jié)過程。

2.2 H橋電路設計

圖2示出了現(xiàn)有技術(shù)中典型的H橋直流電機驅(qū)動電路。H橋電路由4個N溝道功率MOS管構(gòu)成，外加兩個專用芯片IC1、IC2驅(qū)動來控制調(diào)速和換向。工作原理：單片機提供兩路開關(guān)脈沖PWM1和PWM2，輸出 PWM1（PWM2置低）時，F(xiàn)ET1、FET4導通，與FET2、FET3截止，電機正轉(zhuǎn)；輸出PWM2（PWM1置低）時，F(xiàn)ET2、FET3導通，與FET1、FET4截止，電機反轉(zhuǎn)。通過改變PWM1、PWM2的占空比，達到調(diào)整電動機轉(zhuǎn)速的目的。

該方案優(yōu)點：換向速度快，無電磁式繼電器機械觸點所產(chǎn)生的干擾，電磁兼容性較好；缺點：每路電機需要占用2個PWM接口，對單片機選型要求高，成本高。

與現(xiàn)有技術(shù)不同，本設計方案如圖3所示。H橋電路的上橋臂由2個P溝道功率MOS管構(gòu)成，下橋臂由2個N溝道功率MOS管構(gòu)成；外加一個邏輯控制電路來控制時序。工作原理：單片機產(chǎn)生1個PWM信號和2個方向控制信號；PWM信號經(jīng)由高速光耦隔離放大后，進入邏輯芯片IC1，主要控制下橋臂MOSFET管的調(diào)速；2個方向控制信號經(jīng)由普通光耦隔離后，對電機的換向進行控制，同時，信號進入邏輯芯片IC1，與PWM信號配合控制下橋臂MOS管的調(diào)速。

本方案優(yōu)點：每路電機只需占用1個PWM接口，控制電路簡單，成本低。同時具有換向速度快，無電磁式繼電器的機械動作所產(chǎn)生的噪聲，以及電磁兼容性較好等優(yōu)點。

2.3 工作過程分析

H橋直流電機驅(qū)動原理圖如圖3所示，工作時，MCU（單片機）PI/O（輸入/輸出）端口中的P1.0與P1.1為方向相反的0V與VDD的高低電平信號，即P1.0與P1.1的相位差為90°；當P1.0為“1”、P1.1為“0”時，三極管Q1導通，A點電壓為電源VCC經(jīng)電阻R1、R5和R9的分壓，左上臂PMOS管FET1的VGS滿足導通要求的開啟電壓，左上臂PMOS管FET1導通；同時，P1.0為“1”信號作為邏輯或非門電路的一個輸入端（引腳8），無論邏輯或非門的另一個輸入端PWM（引腳9）輸入信號“0”或“1”，邏輯或非門的輸出端（引腳10）為低電平，C點電壓為低電平，左下臂NMOS管FET3的VGS不滿足導通要求的開啟電壓，左下臂NMOS管FET3截止；P1.1為“0”，三極管Q2截止，B點電壓為電源VCC，右上臂PMOS管FET2的VGS不滿足導通要求的開啟電壓，右上臂PMOS管FET2截止；同時，P1.1為“0”信號作為邏輯或非門電路的一個輸入端（引腳12），此時邏輯或非門的另一個輸入端PWM（引腳13）輸入0V～VDD，邏輯或非門的輸出端（引腳11）為高電平，D點電壓為高電平，右下臂NMOS管FET4的VGS滿足導通要求的開啟電壓，右下臂NMOS管FET4導通；形成直流電機繞組RL由a到b的電流流向，電機正轉(zhuǎn)。

同理，可知FET2和FET3導通；形成直流電機繞組RL由b到a的電流流向，電機反轉(zhuǎn)。

合肥市軌道交通1號線車站建筑方案設計的思路及探討………………………………………………………… 閆陽（10-44）

工作過程中，利用穩(wěn)壓二極管ZD1、ZD2的穩(wěn)壓特性，控制了PMOS管夾斷電壓的值，滿足了器件使用的降額要求。跨接直流電機兩端的雙向瞬態(tài)抑制二極管MOV1，遏制了直流電機繞組的電壓過沖現(xiàn)象。通過P1.0與P1.1高低電平控制，可以實現(xiàn)橋臂兩個方向有序?qū)ǎ瑢崿F(xiàn)電機正反轉(zhuǎn)功能；再通過單片機送出的PWM脈寬調(diào)制波去實現(xiàn)電機的電壓調(diào)速。

2.4 H橋驅(qū)動的續(xù)流

電機的組成部件含有線圈，在接通電源或斷開電源的一瞬間，會產(chǎn)生反向電動勢電壓。該電壓的峰值遠遠大于驅(qū)動器所能承受的電壓值，影響驅(qū)動器的使用壽命甚至損壞驅(qū)動器，因此，本文電路在H橋各開關(guān)器件接了二極管D1～D4進行續(xù)流。

前面提到MCU（單片機）PI/O（輸入/輸出）端口中的P1.0與P1.1的相位差為90°是電機工作的必要條件；那么，當P1.0與P1.1相位差為0°時，H橋電路會有以下兩種狀態(tài)：（1）P1.0與P1.1同時為高電平信號，則兩個高端場效應管同時導通，低端場效應管截止；（2）P1.0與P1.1同時為低電平信號，則兩個低端場效應管同時導通，高端場效應管截止。以上兩種狀態(tài)，電機線圈都會被短路，電流通過LR時間常數(shù)緩慢減小到0，其中，L是負載電機線圈電感，R是低邊MOS管Rdson的兩倍。本文選取第（2）種續(xù)流模式，即輸入信號P1.0與P1.1同為低電平，規(guī)避了第（1）種剎車模式通過電源VCC到GND放電，有VCC壓差導致H橋電路直通的風險。

圖1 電路原理設計框圖

圖4 電流采樣及濾波檢波電路示意圖

圖5 線性光耦輸入電壓與輸出電壓關(guān)系圖

圖6 續(xù)流MOS管電流波形圖

實際應用電路中，在兩個NMOS管FET3、FET4的柵極電阻R3、R4上分別并接了一個高速開關(guān)二極管D5、D6，在MOS管截止時被用于吸收柵極反向電流，通過柵極與源極之間的內(nèi)部電容放電，可以縮短MOS管的存儲時間，提高關(guān)斷速度，通常選用1N4148就夠用了。

一般也會在D5和D6上分別串聯(lián)一個4.7Ω～200Ω電阻，限制圖騰三極管的峰值電流，防止開關(guān)速度過快，引起驅(qū)動干擾。同時對EMI也有幫助。

3 相關(guān)參數(shù)計算

3.1 檢測電路采樣電阻的設定

如圖4所示，電機正常運行時，一般地，空載電流0.3A～1.5A，滿載電流1.5A～4.0A，堵轉(zhuǎn)電流5.0A～8.0A；依芯片PHC11要求，可設定一個基準電壓VREF=VDD2=5.0V。采樣電阻的設定必須滿足條件：電機正常工作時，單片機AD采樣得到的電壓VOUT變化范圍為0V～5.0V（基準電壓選用5V后，它的電壓范圍應該小于等于5V）。

圖5示出了芯片PHC11的放大倍數(shù)關(guān)系，并根據(jù)圖5芯片規(guī)格書推薦的使用環(huán)境VIN+，VIN-，結(jié)合電路原理，VIN+與VIN-的差值在0到200mV之間，放大倍數(shù)約為β=5V/200mV=20，但考慮到曲線邊沿值的一些影響因素及單片機精度，一般設定放大倍數(shù)為10倍左右。

電機正常工作時候，單片機做電流檢測，并根據(jù)不同負載，實時調(diào)整PWM輸出大小，使按摩效果達到最佳；當電機堵轉(zhuǎn)時，單片機監(jiān)測到大電流，必須停止輸出PWM信號，對驅(qū)動電路進行保護。堵轉(zhuǎn)電流設定為10A時，根據(jù)IMOTOR-DET×RS×β=VOUT得，RS=VOUT/IMOTOR-DET×β=64mΩ；因此RS取值為64mΩ。

3.2 開關(guān)器件的損耗計算

MOS管最顯著的特性是開關(guān)特性好，所以被廣泛應用在需要電子開關(guān)的電路中，常見的如開關(guān)電源和電機驅(qū)動，也有照明調(diào)光。但無論是NMOS還是PMOS，導通后都有導通電阻存在，這樣電流就會在這個電阻上消耗能量，這部分消耗的能量叫做導通損耗。選擇導通電阻小的MOS管會減小導通損耗?，F(xiàn)在的小功率MOS管導通電阻一般在幾十毫歐左右。MOS在導通和截止的時候，一定不是在瞬間完成的。MOS兩端的電壓有一個下降的過程，流過的電流有一個上升的過程，在這段時間內(nèi)，MOS管的損失是電壓和電流的乘積，叫做開關(guān)損耗。

3.2.1 MOSFET管的導通損耗

本案MOSFET用于開關(guān)狀態(tài)，當元器件導通時，所流經(jīng)的回路，其損耗分別由MOSFET的導通電阻RDS（ON）和二極管的正向?qū)妷簺Q定。MOSFET的導通損耗（PCOND）近似等于導通電阻RDS（ON）、占空比（D）和導通時MOSFET的平均電流IMOSFET（AVG）的乘積。

利用IP和IV之間電流波形I2的積分替代簡單的I2項，可以更準確的估算損耗的方法。

式中，IP和IV分別對應與電流波形的峰值和谷值，如圖4所示，MOSFET電流從IV線性上升到IP，例如：IV為2.25A，IP為3.75A，RDS(ON)=0.020Ω，VOUT為VIN/2（D=0.9），基于平均電流（1A）的計算結(jié)果為PCOND=IMOSFET(AVG)2×RDS(ON)×D=32×0.020×0.9=0.162W。

利用波形積分進行更準確計算：

3.2.2 MOSFET管的開關(guān)損耗

通常開關(guān)損耗比導通損耗大得多，由于開關(guān)損耗和頻率有很大的關(guān)系，工作在高頻時，開關(guān)損耗將成為主要的損耗因素。下面結(jié)合IR公司提供的一款MOSFET管規(guī)格書列舉MOSFET管的開關(guān)損耗計算方法：

已知：TA=25℃，TJ=150℃，RDS(ON)=20mΩ，tSW（ON）=20nS，tSW（OFF）=51nS，fS=20kHz；RθJA=40℃/W（以上參數(shù)正規(guī)廠家的規(guī)格書都會體現(xiàn)）；實測負載電流ILOAD=6.0A，設定占空比為D=0.9，通過計算得出所選用的MOSFET是否符合溫升要求。利用公式如下：

計算步驟：

綜上，TJ（實測）=47.3℃＜TJ=150℃，設計符合要求。

4 設計總結(jié)

本文結(jié)合實際產(chǎn)品，利用2個N溝道功率MOS管和2個P溝道功率MOS管設計出一款實用性較強的電機驅(qū)動電路。電路設計將前一個邏輯門信號的輸出信號作為后兩個邏輯門輸入信號，結(jié)合軟件的時序控制，分別控制H橋的左右下臂，巧妙遏制了H橋驅(qū)動的直通現(xiàn)象。利用更少的MCU資源來達到同等的驅(qū)動效果，與其他方案相比，本電路在節(jié)省MCU資源和調(diào)試等方面都有很大的優(yōu)勢。

參考文獻

[1] 韓雪濤, 吳瑛, 韓廣興. 微視頻全圖講解電動機[M]. 北京：電子工業(yè)出版社. 2015.

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