非理想電網(wǎng)條件下的同步逆變器控制策略

陳 杰, 申朋朋, 魏 濤, 陳 新, 陳家偉

(1. 南京航空航天大學(xué)自動(dòng)化學(xué)院, 江蘇省南京市 210016; 2. 重慶大學(xué)自動(dòng)化學(xué)院, 重慶市 400044)

0 引言

能源短缺和環(huán)境污染問題使基于可再生清潔能源的分布式發(fā)電和微電網(wǎng)技術(shù)得到廣泛關(guān)注和發(fā)展[1-5]。發(fā)電系統(tǒng)與電網(wǎng)之間通過逆變器等電力電子接口互聯(lián),而常規(guī)電流控制型并網(wǎng)逆變器慣性小、抗擾動(dòng)能力弱,無法體現(xiàn)電力系統(tǒng)固有的阻尼、慣性特點(diǎn),很難為電網(wǎng)提供必要的電壓、頻率調(diào)節(jié)或支撐功能,而虛擬同步發(fā)電機(jī)(virtual synchronous generator,VSG)技術(shù)的優(yōu)勢(shì)正好彌補(bǔ)以上不足。

近年來,虛擬發(fā)電機(jī)技術(shù)方面,克勞斯塔爾工大提出的電流型和電壓型VSG方案存在一定缺陷,電流型需要電流跟蹤控制,其動(dòng)態(tài)跟隨性能將影響VSG特性;而電壓型對(duì)定子電壓采用開環(huán)控制,電壓精度較差[6]。文獻(xiàn)[7]利用VSG思想解決了虛擬同步機(jī)與實(shí)際同步機(jī)調(diào)速器時(shí)間常數(shù)不一致導(dǎo)致的動(dòng)態(tài)功率分配不均問題,增強(qiáng)了并聯(lián)系統(tǒng)穩(wěn)定性。鐘慶昌教授在此前研究基礎(chǔ)上,提出了同步逆變器概念[8],細(xì)致模擬了同步發(fā)電機(jī)電磁暫態(tài)過程,使其具備常規(guī)并網(wǎng)逆變器欠缺的阻尼、慣性特征,建立了VSG技術(shù)中較為精確的二階數(shù)學(xué)控制模型,為微電網(wǎng)提供必要的電壓、頻率調(diào)節(jié)或支撐功能。

關(guān)于VSG并網(wǎng)控制策略也已有一些研究報(bào)道。文獻(xiàn)[9]針對(duì)雙饋感應(yīng)發(fā)電機(jī)提出了暫態(tài)電壓補(bǔ)償虛擬同步控制技術(shù),解決了電網(wǎng)對(duì)稱故障下轉(zhuǎn)子過電流這一矛盾,但該控制策略加劇了直流母線電壓波動(dòng),導(dǎo)致電磁轉(zhuǎn)矩振蕩時(shí)間被延長(zhǎng);而文獻(xiàn)[10]僅對(duì)直接電壓式VSG系統(tǒng)提出將虛擬阻抗與相量限流相結(jié)合的方法,有效限制了VSG故障電流暫態(tài)和穩(wěn)態(tài)成分,但對(duì)電網(wǎng)故障下VSG的運(yùn)行和控制沒有研究,且應(yīng)用場(chǎng)合有局限性。文獻(xiàn)[11]分析了VSG有功—無功動(dòng)態(tài)耦合效應(yīng)導(dǎo)致的功率振蕩問題,并通過有源阻尼控制策略抑制了諧振現(xiàn)象發(fā)生。然而,以上同步逆變器并網(wǎng)控制策略的研究大多在電網(wǎng)電壓平衡或?qū)ΨQ故障、不含背景諧波條件下展開。實(shí)際中,無功用戶、非線性負(fù)載的大量接入,電網(wǎng)電壓、電流均會(huì)發(fā)生畸變[12]。此時(shí),若同步逆變器仍然采用理想電網(wǎng)條件下的控制策略,其輸出電流中的不平衡成分和諧波成分將會(huì)污染電網(wǎng),降低電網(wǎng)可靠性。而關(guān)于諧波或不平衡電網(wǎng)電壓情況下,VSG并網(wǎng)控制策略的研究很少。僅文獻(xiàn)[13]提出了一種適用于電網(wǎng)電壓不平衡工況下VSG平衡電流控制策略,但該方法僅通過改變電流環(huán)基準(zhǔn)來矯正入網(wǎng)電流,實(shí)際上電網(wǎng)電壓在含背景諧波或不平衡工況下,入網(wǎng)電流不僅與電流環(huán)基準(zhǔn)指令有關(guān),還受到電網(wǎng)電壓本身的影響。該控制策略并沒有從本質(zhì)上改善入網(wǎng)電流質(zhì)量。

本文針對(duì)同步逆變器在非理想電網(wǎng)條件下的關(guān)鍵控制技術(shù)展開研究。首先構(gòu)造同步逆變器電流內(nèi)環(huán),推導(dǎo)并討論了非理想電網(wǎng)電壓對(duì)同步逆變器入網(wǎng)電流的影響,提出了LC型同步逆變器在非理想電網(wǎng)條件下,入網(wǎng)電流諧波成分及不平衡成分的抑制方法,同時(shí)從逆變器輸出阻抗的角度論證了所提策略對(duì)電網(wǎng)諧波的抑制機(jī)理。仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了理論分析的正確性。

1 同步逆變器及電流內(nèi)環(huán)構(gòu)造

1.1 同步逆變器功率外環(huán)

如圖1所示,同步逆變器通過在功率外環(huán)中引入阻尼系數(shù)、無功積分系數(shù)、轉(zhuǎn)動(dòng)慣量等參數(shù),使同步逆變器模擬同步發(fā)電機(jī)的一次調(diào)頻和一次調(diào)壓特性,并參照同步電機(jī)的數(shù)學(xué)模型,模擬出同步發(fā)電機(jī)的瞬時(shí)電磁轉(zhuǎn)矩、無功功率及三相定子電勢(shì)。使得同步逆變器較好地表現(xiàn)出同步發(fā)電機(jī)運(yùn)行特性。圖中:P和Q分別為系統(tǒng)有功功率及輸出的無功功率;P*和Q*分別為給定有功功率基準(zhǔn)值和系統(tǒng)無功功率的給定值;ωn為基準(zhǔn)角頻率;Tm為系統(tǒng)有功轉(zhuǎn)矩給定值;Te為VSG的有功轉(zhuǎn)矩;J為虛擬轉(zhuǎn)動(dòng)慣量;Dp為頻率—有功功率下垂系數(shù);ω為VSG角頻率;θ為橋臂電勢(shì)相角;Vm和V*分別為三相輸出電壓的幅值及其給定值;Dq為電壓幅值—無功功率下垂系數(shù);K為無功積分系數(shù);if為電機(jī)轉(zhuǎn)子勵(lì)磁電流;Mf為電機(jī)定子繞組與轉(zhuǎn)子繞組之間的互感系數(shù);E為VSG內(nèi)電勢(shì);Kpwm為歸一化系數(shù)。

圖1 同步逆變器控制框圖Fig.1 Control block diagram of synchronverter

1.2 同步逆變器的電流內(nèi)環(huán)構(gòu)造

由圖1可知,常規(guī)同步逆變器僅有功率外環(huán),本質(zhì)是一種間接電流控制方法,電流響應(yīng)速度慢,當(dāng)電網(wǎng)電壓處于非理想條件時(shí)無法對(duì)輸出電流進(jìn)行有效控制。本節(jié)在功率外環(huán)基礎(chǔ)上構(gòu)造電流內(nèi)環(huán),以加快電流響應(yīng)速度,改善電流波形質(zhì)量,如圖2所示。

圖2 同步逆變器電流內(nèi)環(huán)控制框圖Fig.2 Control block diagram of synchronverter with inner current loop

圖2中:e為功率外環(huán)的輸出,可等效為逆變器橋臂電勢(shì);L為三相輸出濾波電感值;R為三相輸出阻尼電阻值;iLref為電流內(nèi)環(huán)基準(zhǔn);Hi(s)為電流內(nèi)環(huán)調(diào)節(jié)器的傳遞函數(shù);iL為電感電流采樣值;uo為逆變器輸出電壓采樣值。逆變器輸出電壓uo由采樣得到,在輸出濾波電感參數(shù)已知的情況下,可通過式(1)計(jì)算出電感電流參考值:

(1)

圖2中Hi(s)為電流控制器,多采用比例—積分(PI)控制,但是PI控制需要進(jìn)行三相坐標(biāo)變換及dq軸之間的解耦計(jì)算,相對(duì)復(fù)雜,而比例—諧振(PR)調(diào)節(jié)器可以實(shí)現(xiàn)對(duì)交流信號(hào)的無靜差跟蹤,且實(shí)現(xiàn)相對(duì)簡(jiǎn)單。故本文選用PR調(diào)節(jié)器。調(diào)節(jié)器的輸出通過脈寬調(diào)制(PWM)模塊驅(qū)動(dòng)開關(guān)管得到實(shí)際的橋臂電勢(shì)輸出。Kpwm為PWM驅(qū)動(dòng)模塊的調(diào)制系數(shù),一般在系統(tǒng)中進(jìn)行歸一化處理,數(shù)值為1。

2 非理想電網(wǎng)條件下的控制策略

2.1 非理想電網(wǎng)影響分析

為了使逆變器在并/離網(wǎng)運(yùn)行條件下具有相同的結(jié)構(gòu),本文采用了LC濾波器。當(dāng)逆變器并網(wǎng)運(yùn)行時(shí),其輸出電壓uo即電網(wǎng)電壓ug。附錄A圖A1給出了同步逆變器并網(wǎng)運(yùn)行時(shí)的電流內(nèi)環(huán)等效控制框圖。

根據(jù)附錄A圖A1可推導(dǎo)并網(wǎng)電流表達(dá)式:

(2)

其中

(3)

(4)

式(2)表明,同步逆變器并網(wǎng)狀態(tài)下的入網(wǎng)電流由電感電流參考值分量和電網(wǎng)電壓擾動(dòng)分量?jī)刹糠纸M成。不同于常規(guī)并網(wǎng)逆變器的電流參考值完全由逆變器的有功和無功功率決定,同步逆變器的電感電流參考值還與電網(wǎng)電壓直接相關(guān),如式(4)所示。

當(dāng)同步逆變器處于理想電網(wǎng)條件下并網(wǎng)運(yùn)行時(shí),電網(wǎng)電壓僅含有基波正序分量,同步逆變器的電流參考給定也只包含基波正序分量。類似的,電網(wǎng)電壓對(duì)入網(wǎng)電流的擾動(dòng)分量也是三相平衡且不含諧波的。

然而,當(dāng)電網(wǎng)不理想即三相電壓幅值不對(duì)稱或含有諧波分量時(shí),電網(wǎng)電壓可以分解為基波正序分量、基波負(fù)序分量和諧波分量。相應(yīng)的,通過式(4)計(jì)算得出的電感電流參考值受電網(wǎng)電壓影響,含有基波正負(fù)序分量和諧波分量;同時(shí),電網(wǎng)電壓對(duì)入網(wǎng)電流的擾動(dòng)分量中也同樣包含基波正負(fù)序分量和諧波分量。上述兩處影響將會(huì)造成同步逆變器的輸出電流不平衡且含有諧波分量,使得輸出電能質(zhì)量惡化,難以達(dá)到入網(wǎng)標(biāo)準(zhǔn)。

根據(jù)上述分析,在電網(wǎng)電壓不對(duì)稱和含有背景諧波兩種條件下開展了初步的仿真驗(yàn)證,仿真條件如下。條件①:三相電網(wǎng)電壓不對(duì)稱,幅值分別為290,311,311 V;條件②:電壓含有5%的5次諧波和7次諧波、2%的11次諧波和23次諧波。此處條件①的選取,滿足電網(wǎng)運(yùn)行規(guī)范要求,即電網(wǎng)中允許長(zhǎng)期存在不平衡度小于4%的穩(wěn)態(tài)不對(duì)稱狀態(tài)。

附錄A圖A2給出了兩種不同條件下的并網(wǎng)電壓和電流波形。由圖A2(a)可知,電網(wǎng)電壓不對(duì)稱,不僅會(huì)造成逆變器輸出電流嚴(yán)重不對(duì)稱,而且會(huì)使得電流中包含低次諧波。而從圖A2(b)的仿真結(jié)果中可知,當(dāng)電網(wǎng)電壓包含諧波分量時(shí),也會(huì)使輸出電流含有大量諧波,而且諧波含量被明顯放大。

因此,有必要在同步逆變器原有控制策略基礎(chǔ)上,尋求更加有效的控制方法,以抑制非理想電網(wǎng)對(duì)同步逆變器輸出電流的不利影響。

2.2 電感電流參考值算法改進(jìn)

2.1節(jié)的分析表明,非理想的電網(wǎng)電壓可以分解成基波正序分量、基波負(fù)序分量和諧波分量。功率環(huán)帶寬較低,在諧波頻段內(nèi)輸出e只含有基波正序分量。但是,由式(4)計(jì)算得到的電感電流參考值仍然會(huì)受到非理想電網(wǎng)電壓影響,含有基波正負(fù)序分量和諧波分量。若采用合適的方法提取電網(wǎng)電壓的基波正序分量,用于電感電流參考值的計(jì)算,則參考值中只含有基波正序分量,入網(wǎng)電流會(huì)得到很大改善。

目前,常用的基波正序分量檢測(cè)方法有濾波器檢測(cè)法、自適應(yīng)檢測(cè)法、雙二次廣義積分檢測(cè)法等[14-17]:其中,基于雙二次廣義積分的方法延時(shí)小、動(dòng)態(tài)性能好,增加此模塊不會(huì)給整個(gè)控制環(huán)節(jié)帶來明顯影響。故本文將選用該方法來提取電網(wǎng)電壓基波正序分量,計(jì)算電感電流參考值。

附錄A圖A3為雙二次廣義積分器(DSOGI)結(jié)構(gòu)框圖。附錄A圖A3(a)為二次廣義積分原理框圖,其中vi為輸入量,vo和qvo為二次廣義積分器(SOGI)的兩個(gè)輸出量,vo和vi的基波正序分量幅值相等,相位相同,qvo和vi的幅值相等,但其相位滯后90°。vo和qvo對(duì)輸入量vi的傳遞函數(shù)分別如下:

(5)

式中:k為待確定系數(shù);ω0為正序基波角頻率。

附錄A圖A3(b)為正序分量提取模塊。圖中:α和β分別為電網(wǎng)電壓在兩相靜止坐標(biāo)系下的α軸和β軸分量;α+和β+分別為所提取的電網(wǎng)電壓在α軸和β軸下的基波正序分量。DSOGI分別構(gòu)造α軸和β軸的兩組正交信號(hào)α′,qα′和β′,qβ′,其中ω為諧振角頻率,并網(wǎng)工作時(shí)為電網(wǎng)角頻率。

系數(shù)k的取值不僅影響諧波分量與負(fù)序分量的抑制程度,而且影響系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能,需要折中考慮。關(guān)于k值的最佳選取設(shè)計(jì),可以采用多目標(biāo)優(yōu)化算法來求取最佳解[18],以同時(shí)兼顧較好的穩(wěn)態(tài)精度和動(dòng)態(tài)跟蹤性能。由于該內(nèi)容不屬于本文研究重點(diǎn),故文中采用仿真分析的方法來確定k的最佳取值。仿真結(jié)果如附錄A表A1所示。

附錄A表A1所示為相同輸入情況下不同k值時(shí)SOGI特性對(duì)比數(shù)據(jù)。其中SOGI的輸入電壓vi為含有5%的5次諧波和7次諧波、2%的11次諧波和23次諧波的電網(wǎng)相電壓;在某一穩(wěn)態(tài)時(shí)刻,基波成分幅值突減到原來的80%,5 s后,基波成分幅值又突增到原有值,由此突變工況來觀察SOGI的動(dòng)態(tài)特性。輸出電壓vo為提取的基波正序分量。由表A1可知,隨著k值的不斷減小,SOGI對(duì)基波正序分量的穩(wěn)態(tài)提取精度越來越高,但動(dòng)態(tài)特性不斷變差,如k取值為8時(shí),幾乎可以瞬間跟蹤幅值的突變(僅1個(gè)電網(wǎng)周期),說明其動(dòng)態(tài)性能好,但穩(wěn)態(tài)提取精度較差,諧波畸變率(THD)為5.91%;而當(dāng)k取值為0.05時(shí),SOGI對(duì)基波正序分量的穩(wěn)態(tài)提取精度很高,THD僅為0.169%,但跟蹤特性較差,大概需要0.44 s(22個(gè)電網(wǎng)周期)才跟蹤上輸入電壓基波正序分量幅值的變化,說明其動(dòng)態(tài)性能較差。以上仿真對(duì)比看出,為了兼顧SOGI的穩(wěn)態(tài)精度和動(dòng)態(tài)跟蹤特性,k的取值不宜過大,也不能太小。權(quán)衡考慮,選取k值為0.5,此時(shí)穩(wěn)態(tài)提取精度和動(dòng)態(tài)性能均較佳,如表A1所示,提取出的基波正序分量幾乎沒有誤差,THD僅為0.67%,且動(dòng)態(tài)性能良好,僅需0.06 s,即3個(gè)電網(wǎng)周期。

基于DSOGI提取電網(wǎng)電壓基波正序分量,將其應(yīng)用到電感電流給定計(jì)算中,控制框圖如圖3所示。圖中:C為三相輸出濾波電容值;iC為三相輸出濾波電容電流;ig為入網(wǎng)電流。如無特殊說明,電感電流參考值均為采用改進(jìn)算法后的理想?yún)⒖贾怠?/p>

圖3 電流參考值改進(jìn)算法控制框圖Fig.3 Block diagram of improved control method for current reference

2.3 電網(wǎng)電壓前饋控制

常規(guī)單L型、LCL型并網(wǎng)逆變器并網(wǎng)運(yùn)行時(shí),電網(wǎng)電壓的不理想會(huì)影響電網(wǎng)電流的質(zhì)量。為抑制該影響,通常采用電網(wǎng)電壓前饋的方法[19-20],在電網(wǎng)電壓到網(wǎng)側(cè)電感之間引入一條控制支路,增大逆變器輸出阻抗,減小電網(wǎng)諧波對(duì)電流的影響。

本文采用了LC濾波器,當(dāng)并網(wǎng)運(yùn)行時(shí),逆變器的入網(wǎng)電流不僅與電感電流有關(guān),還與電容電流有關(guān)。因此,將并網(wǎng)逆變器電網(wǎng)電壓前饋的方法運(yùn)用到LC型同步逆變器中,能完全消除不理想的電網(wǎng)電壓對(duì)電感電流的影響,但是入網(wǎng)電流仍受電網(wǎng)電壓擾動(dòng)。因此,需要找出適合于LC型同步逆變器的電網(wǎng)電壓前饋策略,以更好地抑制電網(wǎng)電壓對(duì)入網(wǎng)電流的影響。

從附錄A圖A1加入電流環(huán)的同步逆變器控制框圖可以看出,在實(shí)際控制系統(tǒng)中,適合將電網(wǎng)電壓信號(hào)前饋的位置只能是在電流控制器前和電流控制器后,如圖4所示,其中A和B為待定的傳遞函數(shù)。

圖4 改進(jìn)型電網(wǎng)電壓前饋控制框圖Fig.4 Block diagram of improved voltage feed-forward control scheme

由圖4可得到入網(wǎng)電流ig的表達(dá)式為:

(6)

其中

G″(s)=

(7)

要徹底消除電網(wǎng)電壓對(duì)電網(wǎng)電流的影響,須滿足G″(s)=0,即

(8)

加入A,B兩項(xiàng)電網(wǎng)電壓前饋項(xiàng)之后,入網(wǎng)電流傳遞函數(shù)為:

(9)

式(9)表明,雖然本文采用電感電流iL反饋控制,但是采用圖4所示的電網(wǎng)電壓前饋控制策略后,可以使得電網(wǎng)電流ig嚴(yán)格跟蹤電流參考值,且不受電網(wǎng)電壓的不理想分量干擾,本文將此控制方法稱為改進(jìn)型電網(wǎng)電壓前饋控制。

采用與2.1節(jié)中相同的仿真條件,即電網(wǎng)電壓不對(duì)稱和電網(wǎng)電壓包含背景諧波兩種情況,對(duì)改進(jìn)型電網(wǎng)電壓前饋控制進(jìn)行了仿真分析,得到并網(wǎng)狀態(tài)下電壓、電流波形如附錄A圖A4所示。

對(duì)比附錄A圖A4(a)與附錄A圖A2(a)不難看出,改進(jìn)型電網(wǎng)電壓前饋控制方法有效消除了電網(wǎng)電壓不對(duì)稱對(duì)輸出電流的影響。即使電網(wǎng)電壓存在不對(duì)稱,入網(wǎng)電流仍然具備良好的對(duì)稱性;同時(shí)對(duì)比附錄A圖A4(b)與附錄A圖A2(b)可見,采用改進(jìn)型電網(wǎng)電壓前饋控制方法后,入網(wǎng)電流THD僅為2.55%,滿足入網(wǎng)標(biāo)準(zhǔn)。因此,該改進(jìn)型電網(wǎng)電壓前饋控制方法可以有效抑制非理想電網(wǎng)引起的入網(wǎng)電流畸變,仿真結(jié)果初步驗(yàn)證了前文理論分析的正確性和所提控制策略的有效性。

2.4 同步逆變器輸出阻抗特性分析

針對(duì)上述電感電流參考值改進(jìn)算法和電網(wǎng)電壓前饋控制策略對(duì)入網(wǎng)電流波形質(zhì)量的改善作用,其本質(zhì)是改變了逆變器輸出阻抗。因此,本節(jié)將對(duì)同步逆變器的輸出阻抗特性及其變化規(guī)律進(jìn)行分析,從阻抗角度對(duì)諧波抑制機(jī)理給出一種可行的理論解釋。在三相系統(tǒng)中,采用諧波線性化建模法對(duì)輸出阻抗進(jìn)行建模之所以分為正、負(fù)序兩種,本質(zhì)在于傳統(tǒng)功率環(huán)在正、負(fù)序兩種情況下,阻抗的表達(dá)式有所區(qū)別。本文控制策略是在傳統(tǒng)功率外環(huán)下增加了電流內(nèi)環(huán),由于相對(duì)于內(nèi)環(huán)來說,功率外環(huán)帶寬很低,在阻抗建模過程中,其小信號(hào)擾動(dòng)量對(duì)內(nèi)環(huán)的影響可忽略不計(jì)。而為了便于理解,本文在對(duì)電流環(huán)分析時(shí),等效為三個(gè)單相系統(tǒng),即對(duì)單相電流環(huán)系統(tǒng)進(jìn)行建模,故不需要分解到正負(fù)序下進(jìn)行分析。

(10)

將式(10)代入式(2),可得式(11):

(11)

解得此時(shí)逆變器阻抗為:

(12)

根據(jù)式(12),可以繪出逆變器輸出阻抗曲線,如附錄A圖A5中實(shí)線所示。為了驗(yàn)證模型正確性,通過仿真實(shí)測(cè)了不同頻率下的輸出阻抗幅值和相角,如附錄A圖A5中的黑點(diǎn)所示?？梢钥闯?理論曲線與實(shí)測(cè)結(jié)果非常吻合,表明了式(12)阻抗表達(dá)的正確性。

類似的,對(duì)采用電感電流參考值改進(jìn)算法和電網(wǎng)電壓前饋控制策略后的同步逆變器輸出阻抗也進(jìn)行了建模分析,可推導(dǎo)得到逆變器A相輸出阻抗為:

(13)

同樣,通過仿真實(shí)測(cè)來驗(yàn)證輸出阻抗表達(dá)式(13)的準(zhǔn)確性,結(jié)果如附錄A圖A6所示?？梢钥闯?數(shù)學(xué)模型與實(shí)測(cè)阻抗基本吻合。

對(duì)比采用改進(jìn)型控制策略前后逆變器輸出阻抗,如附錄A圖A7所示。采用電感電流參考值改進(jìn)算法和電網(wǎng)電壓前饋控制策略后,逆變器的輸出阻抗幅值明顯增大,即增強(qiáng)了對(duì)諧波抑制的能力,從而從阻抗的角度解釋了為什么改進(jìn)后的控制方法具有更好的諧波抑制能力。

3 實(shí)驗(yàn)與分析

為進(jìn)一步驗(yàn)證所提控制方法的正確性和有效性,搭建了一臺(tái)額定功率為7.5 kVA的同步逆變器樣機(jī),見附錄A圖A8,主電路開關(guān)管采用IPM模塊,控制器采用TMS320F28335DSP,開關(guān)頻率和采樣頻率均為20 kHz,其他參數(shù)見附錄A表A2。

在電網(wǎng)三相電壓不平衡(幅值大小與前文仿真一致,分別為290,311,311 V)條件下進(jìn)行實(shí)驗(yàn),圖5(a)(b)(c)分別為電網(wǎng)電壓波形、未采用本文所提控制方法的并網(wǎng)電流波形,以及采用本文所提改進(jìn)型電網(wǎng)電壓前饋方法的并網(wǎng)電流波形。不難看出,采用常規(guī)控制方法時(shí),電網(wǎng)電壓的不平衡會(huì)造成入網(wǎng)電流明顯不對(duì)稱,且波形嚴(yán)重畸變。圖5(b)所示實(shí)驗(yàn)結(jié)果與附錄A圖A2(a)仿真結(jié)果完全吻合。

而當(dāng)采用本文所提出的改進(jìn)型電網(wǎng)電壓前饋方法時(shí),見圖5(c),入網(wǎng)電流波形質(zhì)量得到了顯著改善。

圖5 電網(wǎng)不對(duì)稱條件下的實(shí)驗(yàn)波形Fig.5 Experimental results under unbalanced grid condition

類似的,采用與附錄A圖A4(b)仿真研究相同的條件,即在電網(wǎng)中注入5%的5次諧波和7次諧波、2%的11次諧波和23次諧波,進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。圖6(a)(b)(c)分別給出含諧波電網(wǎng)電壓波形、常規(guī)控制方法的并網(wǎng)電流波形和采用本文所提改進(jìn)型電網(wǎng)電壓前饋方法的并網(wǎng)電流波形。對(duì)比圖6(b)(c)不難看出,在非理想電網(wǎng)條件下,若不采用改進(jìn)型電網(wǎng)電壓前饋控制方法,并網(wǎng)電流波形畸變十分嚴(yán)重,而當(dāng)采用本文所提控制方法時(shí)并網(wǎng)電流波形明顯優(yōu)于前者。這一點(diǎn)與附錄A圖A2(b)和圖A4(b)的仿真結(jié)果也一致,進(jìn)一步驗(yàn)證了本文所提改進(jìn)型電網(wǎng)電壓前饋方法的有效性和正確性。

需要指出的是,在仿真研究時(shí),由于不存在電壓、電流采樣誤差,電感、電容參數(shù)確定不變,因此前饋環(huán)節(jié)的補(bǔ)償效果非常精確。而在實(shí)際實(shí)驗(yàn)過程中,電壓和電流采樣,電容和電感數(shù)值均存在誤差,個(gè)別甚至隨負(fù)載的變化存在一定的非線性特征,包括元器件的溫漂造成前饋環(huán)節(jié)補(bǔ)償效果存在誤差等,這些實(shí)際的非理想因素都直接影響到了實(shí)驗(yàn)的控制效果,因此實(shí)驗(yàn)所得并網(wǎng)電流質(zhì)量要比仿真中的并網(wǎng)電流質(zhì)量略差。但是相對(duì)于常規(guī)控制方法得到的并網(wǎng)電流來說,本文所提的適用于非理想電網(wǎng)條件下的同步逆變器控制策略仍取得了令人滿意的結(jié)果。此外,電壓、電流的采樣誤差使得計(jì)算所得功率含有二倍頻的波動(dòng),所以實(shí)驗(yàn)中并網(wǎng)電流不僅含有奇次諧波,還含有二次諧波。

圖6 電網(wǎng)含諧波條件下的實(shí)驗(yàn)波形Fig.6 Experimental results when grid voltage has harmonics

4 結(jié)論

為適應(yīng)非理想電網(wǎng)電壓工作條件,本文研究了一種基于電網(wǎng)電壓前饋的控制策略。用雙二次廣義積分的方法提取電網(wǎng)電壓基波正序分量來計(jì)算電感電流參考值,在此基礎(chǔ)上,推導(dǎo)了LC型同步逆變器的電網(wǎng)電壓前饋公式,利用電網(wǎng)電壓前饋的控制方法抑制非理想電網(wǎng)條件對(duì)入網(wǎng)電流的影響。通過仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了所提控制策略的可行性,得到如下結(jié)論。

1)電網(wǎng)電壓不理想會(huì)導(dǎo)致同步逆變器并網(wǎng)電流嚴(yán)重畸變。

2)提出了一種適用于LC型同步逆變器的改進(jìn)電網(wǎng)電壓前饋控制策略,該控制策略能較好地削弱電網(wǎng)電壓畸變對(duì)并網(wǎng)電流造成的影響,確保并網(wǎng)電流可以滿足入網(wǎng)標(biāo)準(zhǔn)。

3)實(shí)驗(yàn)中所得并網(wǎng)電流的波形劣于仿真結(jié)果,需要做進(jìn)一步分析研究以提高電流質(zhì)量。

附錄見本刊網(wǎng)絡(luò)版(http://www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx)。

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