用于微電網(wǎng)研究的三相逆變器的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)

梁 斌，謝家祖，史 君，王 為

（天津師范大學(xué)電子與通信工程學(xué)院，天津 300387）

社會(huì)用電負(fù)荷的增加，導(dǎo)致電力系統(tǒng)擴(kuò)容的難度逐步加大.在電力電子技術(shù)成熟的條件下，微電網(wǎng)技術(shù)的研究和應(yīng)用獲得重視[1-2].三相逆變器作為微電網(wǎng)中的大多數(shù)可控微源，在微電網(wǎng)不同運(yùn)行模式下的控制策略的研究中尤為重要.針對(duì)不同的電網(wǎng)環(huán)境，相關(guān)學(xué)者對(duì)三相逆變器的拓?fù)淠Ｐ?、控制策略和調(diào)制算法做了大量研究[3-6].目前，三相逆變器一般選擇單片機(jī)作為SPWM調(diào)制的核心器件[7]或DSP作為SVPWM調(diào)制的核心器件[8].在交流微電網(wǎng)的技術(shù)研究中，本文設(shè)計(jì)了一款能向三相對(duì)稱Y連接電阻負(fù)載提供三相對(duì)稱交流電的并網(wǎng)逆變器，為提高逆變器的效率，盡量降低功耗和成本，在STM32單片機(jī)上通過硬件定時(shí)器和軟件算法相結(jié)合的方式，實(shí)現(xiàn)了SVPWM的調(diào)制控制.實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，當(dāng)負(fù)載線電流有效值為2 A時(shí)，線電壓有效值為（24±0.2）V，頻率為（50±0.2）Hz，線電壓諧波畸變率（THD）為1.44%，逆變器的效率為87.70%，負(fù)載線電流有效值在0 A～2 A間時(shí)，負(fù)載調(diào)整率為0.25%.

1 主電路及驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)

主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示，由Q1～Q6功率開關(guān)管構(gòu)成3組對(duì)稱的橋臂，實(shí)現(xiàn)三相橋式DC-AC逆變轉(zhuǎn)換電路.L1～L3和C1～C3構(gòu)成三相LC濾波電路.RL1～RL3為Y連接的對(duì)稱負(fù)載.

圖1 主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Topological structure of main circuit

在微電網(wǎng)系統(tǒng)中，對(duì)逆變器并網(wǎng)電流的總諧波畸變率要小于3%.因此并網(wǎng)逆變器的輸出濾波器的設(shè)計(jì)和參數(shù)選擇極為關(guān)鍵，本設(shè)計(jì)為小功率并網(wǎng)逆變器，由于開關(guān)頻率較高，故采用LC型濾波器.為了讓濾波器輸出的電壓近似為正弦波，又能減少逆變器輸出電壓中高于截止頻率的低次諧波，其截止頻率fL=既要小于PWM輸出電壓含有的最低次諧波頻率，又要遠(yuǎn)大于基波頻率，再綜合濾波電感和電容的體積因素，取截止頻率為開關(guān)頻率的0.1倍.本設(shè)計(jì)的PWM輸出開關(guān)頻率為10 kHz，故二階LC濾波器的截止頻率為1 kHz.這里選取C1～C3的濾波電容為4.7 μF，計(jì)算得濾波電感值為5.4 mH.故L1～L3選用直徑1 mm的漆包線在外徑為18 mm、內(nèi)徑為10 mm、厚度為6 mm的磁環(huán)上繞制20匝，可達(dá)到要求.

為主電路配置的驅(qū)動(dòng)電路如圖2所示，完整的驅(qū)動(dòng)電路由3組圖2電路構(gòu)成.

圖2 MOSFET驅(qū)動(dòng)電路Fig.2 MOSFET drive circuit

這里只介紹一組上下橋臂的驅(qū)動(dòng)電路.驅(qū)動(dòng)芯片IR2110由+5 V電源供電，其9腳VDD端并聯(lián)的電容能夠抗干擾，使芯片穩(wěn)定工作.10和12腳分別為高側(cè)和低側(cè)PWM信號(hào)輸入端.7和1腳分別為高側(cè)和低側(cè)PWM信號(hào)驅(qū)動(dòng)輸出端，其與MOS管的柵極間串有10 Ω的驅(qū)動(dòng)電阻，取值根據(jù)經(jīng)驗(yàn)公式＜Rg得到.L為驅(qū)動(dòng)信號(hào)輸出端到柵極驅(qū)動(dòng)電阻Rg的連接線的電感，取值為40 nH.C為MOS管柵源極電容，由IRF540數(shù)據(jù)手冊(cè)得其值為1.12 nF.為了保證MOS管在關(guān)斷狀態(tài)時(shí)柵極電荷得到快速的泄放，在Rg處并聯(lián)了FR107快速恢復(fù)二極管.

自舉二極管D2和電容C14是IR2110在PWM驅(qū)動(dòng)模式下挑選和設(shè)計(jì)的元件.一般工程應(yīng)用中取C14＞2Qg/（VCC-10-1.5），其中：Qg為MOS管的柵電荷，由IRF540數(shù)據(jù)手冊(cè)得其值為30 nC；VCC為柵極驅(qū)動(dòng)電壓，12 V.自舉二極管的管壓降取為1.5 V，故C14＞0.12 μF即可.這里 C14選容值為 0.22 μF，耐壓 35 V的電解電容.

2 檢測(cè)及控制電路設(shè)計(jì)

電壓、電流和相位的檢測(cè)電路如圖3所示.

圖3 檢測(cè)電路原理圖Fig.3 Schematic diagram of detection circuit

采用ZMCT101B電壓互感器對(duì)交流線電壓和相位進(jìn)行測(cè)量.該互感器額定輸入、輸出電流均為2 mA，變比1 000∶1 000，線性范圍 0～1 000 V 對(duì)應(yīng)0～10mA，線性度不大于0.2%.逆變器輸出的交流線電壓最高為24 V，由額定輸入電流2 mA得輸入電阻R4=12 kΩ，此時(shí)互感器輸出電流同樣為2 mA，選120 Ω的采樣電阻得到240 mV的交流電壓.該電壓經(jīng)過由U3及外圍器件構(gòu)成的精密整流電路后，得到脈動(dòng)的直流電，再經(jīng)由U2構(gòu)成的同向放大器放大12倍后提供給AD轉(zhuǎn)換通道.同時(shí)互感器的輸出電壓還經(jīng)過由U1及其外圍電路構(gòu)成的過零比較電路將50 Hz的正弦波變成方波，提供給處理器的捕獲引腳，進(jìn)行相位跟蹤.

采用ZMCT103C電流互感器對(duì)交流線電流進(jìn)行測(cè)量.其額定輸入電流為5 A，額定輸出電流為5 mA，變比1000∶1，線性范圍0A～10A對(duì)應(yīng)0mA～10mA，線性度不大于0.2%.逆變器輸出的交流線電流最高為2 A，由變比關(guān)系得輸出電流為2 mA，選120 Ω的采樣電阻得到240 mV的交流電壓.該電壓經(jīng)過由U4及外圍器件構(gòu)成的精密整流電路后，得到脈動(dòng)的直流電，再經(jīng)由U2構(gòu)成的同向放大器放大12倍后提供給AD轉(zhuǎn)換通道.

逆變器的核心控制電路如圖4所示.

圖4 核心控制電路原理圖Fig.4 Schematic diagram of core control circuit

核心控制電路以32位ARM芯片STM32F103RCT6（意法半導(dǎo)體公司生產(chǎn)）為核心，通過穩(wěn)壓芯片SPX1117-3.3將直流5V變換為3.3V對(duì)其供電.R1和C1構(gòu)成上電復(fù)位電路，其低電平的復(fù)位時(shí)間τ=10kΩ×0.1μF=1 ms.芯片的3、4引腳配置了32.768 kHz的低頻晶振，為其內(nèi)部實(shí)時(shí)時(shí)鐘提供頻率源.5、6引腳配置了8 MHz的高速晶振，通過芯片內(nèi)部的倍頻器可以提供72 MHz的系統(tǒng)工作時(shí)鐘.芯片的14～17和20、21引腳為6路12位的AD轉(zhuǎn)換通道，分別負(fù)責(zé)3路線電流和3路線電壓的采樣工作.芯片的34～36引腳負(fù)責(zé)三相線電壓的相位采集.芯片的37～39、23和26～27引腳負(fù)責(zé)三相橋式逆變電路功率開關(guān)器件的PWM驅(qū)動(dòng)控制.

3 控制策略及SVPWM的實(shí)現(xiàn)

系統(tǒng)采用PI調(diào)節(jié)器實(shí)現(xiàn)電流內(nèi)環(huán)和電壓外環(huán)的雙閉環(huán)調(diào)節(jié)方案，其雙閉環(huán)控制原理如圖5所示.

圖5 雙閉環(huán)控制原理圖Fig.5 Block diagram of double closed loop control

雙閉環(huán)控制能增強(qiáng)抗負(fù)載電流擾動(dòng)能力，使輸出電壓波形更穩(wěn)定，從而提升動(dòng)態(tài)響應(yīng).設(shè)電壓外環(huán)的傳遞函數(shù)為電流內(nèi)環(huán)的傳遞函數(shù)為Gi=式（1）和式（2）分別為系統(tǒng)d軸的輸出響應(yīng)和系統(tǒng)方程[9].

使用7段式SVPWM[10]，首先確定UOUT所在扇區(qū)及基本電壓矢量的作用時(shí)間.當(dāng)UOUT以O(shè)αβ坐標(biāo)系上的分量形式 UOUTα和 UOUTβ給出時(shí)，根據(jù)式（3）計(jì)算 B0、B1、B2.

再利用 P=4sgn（B2）+2sgn（B1）+sgn（B0）計(jì)算 P 值，其中sgn（x）為符號(hào)函數(shù).通過查表[10]可判定扇區(qū)號(hào).

將UOUT、Ux和Ux±60投影到平面直角坐標(biāo)系，可得式（4）.

由式（4）計(jì)算得 t1和 t2，根據(jù) TPWM=t1+t2+t0可得到零矢量的作用時(shí)間.

最后根據(jù)PWM調(diào)制原理，計(jì)算出每一相對(duì)應(yīng)比較器的值：

其中taon、tbon和tcon分別為對(duì)應(yīng)的比較器的值，不同扇區(qū)比較器的值分配見表1.

表1 不同扇區(qū)比較器的值Tab.1 Values of comparators in different sectors

對(duì)于軟件編程，設(shè)置STM32F103RCT6內(nèi)置的TIM8定時(shí)器為連續(xù)增減計(jì)數(shù)模式，通過查表的方法確定電壓矢量的工作扇區(qū)號(hào)，再根據(jù)式（4）～式（5）確定表1內(nèi)比較器的寄存器數(shù)值，并建立數(shù)據(jù)表，接著利用查表法確定填入定時(shí)器TIM8的比較寄存器的數(shù)值，從而實(shí)現(xiàn)SVPWM波的輸出控制.

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

本文設(shè)計(jì)并制作了用于微電網(wǎng)并網(wǎng)研究的三相逆變器樣機(jī)，其實(shí)物如圖6所示，輸出的三相交流電壓的波形如圖7所示.使用PA3000功率分析儀器測(cè)試了逆變器的輸出數(shù)據(jù)，見表2，輸出數(shù)據(jù)達(dá)到了技術(shù)指標(biāo)的要求.實(shí)測(cè)結(jié)果說明硬件電路的設(shè)計(jì)方案和器件選型滿足基本要求，采用的PI雙閉環(huán)調(diào)節(jié)器和SVPWM驅(qū)動(dòng)方式也滿足軟件設(shè)計(jì)的基本要求，該三相逆變器的性能和效率均較優(yōu).

圖6 三相逆變器樣機(jī)實(shí)物圖Fig.6 Real diagram of three-phase inverter prototype

圖7 三相逆變器輸出電壓波形圖Fig.7 Output voltage waveform of three-phase inverter

表2 三相逆變器實(shí)測(cè)參數(shù)Tab.2 Measured parameters of three-phase inverter

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