下垂控制并網(wǎng)逆變器的孤島檢測(cè)機(jī)理研究

王曉寰， 楊慶收， 闞志忠， 王 琳

(電力電子節(jié)能與傳動(dòng)控制河北省重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室， 燕山大學(xué)電氣工程學(xué)院， 河北 秦皇島 066004)

1 引言

隨著可再生能源發(fā)電技術(shù)的發(fā)展，分布式發(fā)電(DG)技術(shù)應(yīng)運(yùn)而生。分布式發(fā)電是指利用本地的化石類燃料和可再生能源(太陽(yáng)能、風(fēng)能等)等各種可用的分散存在的能源進(jìn)行發(fā)電。可再生能源是分布式能源最清潔、最高效的利用方式[1]。近年來(lái)下垂控制的逆變器由于具有“即插即用”、無(wú)需通信等優(yōu)點(diǎn)，在分布式發(fā)電系統(tǒng)中應(yīng)用越來(lái)越廣泛。目前國(guó)內(nèi)外學(xué)者關(guān)于下垂控制的研究多集中于它的穩(wěn)定性分析、運(yùn)行模式之間的無(wú)縫轉(zhuǎn)換以及下垂特性的改進(jìn)等方面，很少有學(xué)者針對(duì)下垂控制并網(wǎng)逆變器的孤島檢測(cè)這個(gè)分布式并網(wǎng)系統(tǒng)必備的功能進(jìn)行研究。

孤島效應(yīng)是指當(dāng)電力系統(tǒng)因故障停止供電時(shí)，分布式發(fā)電系統(tǒng)繼續(xù)向本地負(fù)載提供有功和無(wú)功功率的現(xiàn)象[2]。基于本地的孤島檢測(cè)方法包括被動(dòng)檢測(cè)方法和主動(dòng)檢測(cè)方法，其中被動(dòng)檢測(cè)方法包括過/欠壓、過/欠頻、相位跳變、諧波檢測(cè)等，其主要特點(diǎn)是：①輸出電能質(zhì)量好，對(duì)電網(wǎng)無(wú)影響；②有些電量無(wú)法直接測(cè)量，必須通過復(fù)雜的計(jì)算獲得；③在逆變器輸出功率和本地負(fù)載所需功率匹配的情況下，檢測(cè)盲區(qū)相對(duì)較大，檢測(cè)時(shí)間也會(huì)加長(zhǎng)；④適合于逆變器輸出功率與負(fù)載所需功率不匹配的場(chǎng)合，一般都與主動(dòng)孤島檢測(cè)方法相結(jié)合使用[3,4]。

主動(dòng)檢測(cè)方法包括阻抗測(cè)量法[5]、諧波阻抗測(cè)量法、頻率偏移法、無(wú)功擾動(dòng)法[6]、滑模頻率偏移法[7]、sandia頻率偏移法、sandia電壓偏移法[8]。這些方法的檢測(cè)原理基本相同，都是在并網(wǎng)系統(tǒng)的電流或電壓中施加一個(gè)擾動(dòng)量，將一個(gè)正常運(yùn)行的系統(tǒng)推向非正常運(yùn)行狀態(tài)，從而檢測(cè)出孤島立即停止逆變器運(yùn)行。

但是這些方法都是針對(duì)直接電流并網(wǎng)型逆變器提出的。文獻(xiàn)[9]比較了恒功率控制的并網(wǎng)逆變器，給出了僅加入Q-V下垂控制、僅加入P-f下垂控制和同時(shí)加入P-f/Q-V下垂控制的孤島檢測(cè)盲區(qū)(NDZ)大小的方法，得到了加入下垂控制后孤島檢測(cè)盲區(qū)增大的結(jié)論。本文第2節(jié)詳細(xì)計(jì)算了下垂控制的并網(wǎng)逆變器的被動(dòng)孤島檢測(cè)算法的檢測(cè)盲區(qū)，并給出了影響它的因素。

文獻(xiàn)[10]研究了采用P-f/Q-V下垂控制的并網(wǎng)逆變器的孤島檢測(cè)方法，為了能夠檢測(cè)到孤島，對(duì)下垂控制進(jìn)行改進(jìn)，將下垂系數(shù)由一個(gè)固定的數(shù)值改為PI調(diào)節(jié)器。文獻(xiàn)[11]針對(duì)被動(dòng)孤島檢測(cè)存在較大檢測(cè)盲區(qū)，而主動(dòng)檢測(cè)方法會(huì)引起輸出電流的有功或無(wú)功擾動(dòng)的問題，提出將傳統(tǒng)的下垂控制器中的頻率指令改為逆變器并網(wǎng)點(diǎn)的實(shí)際頻率。這兩種方法檢測(cè)到孤島的前提都是對(duì)傳統(tǒng)的下垂控制方法進(jìn)行改進(jìn)。本文針對(duì)傳統(tǒng)的下垂控制并網(wǎng)逆變器進(jìn)行研究，提出適用于傳統(tǒng)P-f/Q-V下垂控制并網(wǎng)逆變器的孤島檢測(cè)方法，相較于文獻(xiàn)[10, 11]而言，本文的研究對(duì)象更加普遍，研究結(jié)果的適用性更加廣泛。

2 孤島檢測(cè)方法對(duì)下垂控制的適應(yīng)性分析

2.1 被動(dòng)孤島檢測(cè)方法的檢測(cè)盲區(qū)分析

下垂控制方程式為：

(1)

式中，f*和V*分別為逆變器額定頻率、額定電壓幅值；P*和Q*分別為逆變器額定有功功率、無(wú)功功率；f和V分別為逆變器頻率、電壓幅值；P和Q分別為逆變器輸出有功功率、無(wú)功功率；m和n為下垂系數(shù)。

孤島發(fā)生后，負(fù)載吸收的有功功率和無(wú)功功率均為逆變器輸出的有功功率和無(wú)功功率，即

(2)

(3)

式中，PLoad和QLoad分別為負(fù)載的有功功率、無(wú)功功率；R為負(fù)載電阻；X為負(fù)載電抗；fr為諧振頻率；Qf為負(fù)載品質(zhì)因數(shù)。

由式(2)可得：

V2=PR

(4)

將式(1)代入式(2)、式(3)則有：

(5)

(6)

式中，Q*=0。整理得：

(7)

(8)

由式(7)和式(8)可以看出，下垂控制的并網(wǎng)逆變器的孤島檢測(cè)盲區(qū)不僅與R有關(guān)，還與下垂系數(shù)m、n有關(guān)。

圖1為負(fù)載R變化時(shí)的孤島檢測(cè)盲區(qū)圖?？梢钥闯?，下垂控制的并網(wǎng)逆變器的孤島檢測(cè)盲區(qū)與負(fù)載的大小有關(guān)，R越大，則檢測(cè)盲區(qū)越大，即孤島檢測(cè)盲區(qū)隨著R的增大而增大。

圖1 R變化時(shí)的孤島檢測(cè)盲區(qū)Fig.1 Blind spot of islanding detection with changing R

圖2為m變化時(shí)的孤島檢測(cè)盲區(qū)圖?？梢钥闯?，下垂控制的并網(wǎng)逆變器的孤島檢測(cè)盲區(qū)與P-f下垂控制方程中的下垂系數(shù)m有關(guān)，下垂系數(shù)m越大，則檢測(cè)盲區(qū)越小，即孤島檢測(cè)盲區(qū)隨著下垂系數(shù)m的增大而減小。

圖2 m變化時(shí)的孤島檢測(cè)盲區(qū)圖Fig.2 Blind zone of islanding detection with changing m

圖3為下垂系數(shù)n變化時(shí)的孤島檢測(cè)盲區(qū)圖。可以看出，下垂控制的并網(wǎng)逆變器的孤島檢測(cè)盲區(qū)與Q-V下垂控制方程中的下垂系數(shù)n有關(guān)，下垂系數(shù)n越大，則檢測(cè)盲區(qū)越小，即孤島檢測(cè)盲區(qū)隨著下垂系數(shù)n的增大而減小。

圖3 n變化時(shí)的孤島檢測(cè)盲區(qū)圖Fig.3 Blind zone of islanding detection with changing n

根據(jù)以上分析可知，影響基于下垂控制并網(wǎng)逆變器被動(dòng)孤島檢測(cè)的檢測(cè)盲區(qū)的變量相較電流直接并網(wǎng)型逆變器要多。也就是說(shuō)，下垂控制的并網(wǎng)逆變器成功檢測(cè)出孤島的難度要大得多。同時(shí)，由圖1～圖3可以看出，無(wú)論這些影響檢測(cè)盲區(qū)的變量如何變化，下垂控制的并網(wǎng)逆變器的檢測(cè)盲區(qū)相較于電流直接并網(wǎng)型逆變器的檢測(cè)盲區(qū)要大得多，即檢測(cè)出孤島的難度要大得多。

2.2 移頻法和移相法對(duì)下垂控制適應(yīng)性分析

對(duì)于電流型逆變器，可以采用移頻法和移相法檢測(cè)孤島[12-15]，而對(duì)于下垂控制的逆變器若采用相同的方法不能檢測(cè)到孤島的發(fā)生。下面對(duì)其進(jìn)行具體分析。

移相法以主動(dòng)移頻法(AFDPF)為代表舉例分析，主動(dòng)移頻法中對(duì)輸出電流施加擾動(dòng)θAFDPF，其中θAFDPF和相位θ可以表示為：

(9)

式中，θAFDPF為施加的擾動(dòng)相位；cf0為初始截?cái)嘞禂?shù)；k為反饋增益；fg為電網(wǎng)頻率；θ和ω分別為逆變器相位和角頻率。

移相法以滑模法(SMS)為代表舉例分析，滑模法對(duì)輸出電流施加擾動(dòng)θSMS，其中θSMS和θ可以表示為：

(10)

式中，θSMS為施加的擾動(dòng)相位；θ0為常數(shù)；F(f-fg)為符號(hào)函數(shù)：

(11)

由式(10)、式(11)可知，無(wú)論是移頻法還是移相法都是一個(gè)關(guān)于頻率f的線性函數(shù)，可以統(tǒng)一表示為：

θ=ωt+k(f-fg)+θ0

(12)

對(duì)于下垂控制的逆變器，其輸出等效為一個(gè)電壓源，進(jìn)行孤島檢測(cè)時(shí)不再對(duì)電流的頻率進(jìn)行擾動(dòng)，而是對(duì)電壓的頻率進(jìn)行擾動(dòng)。加入擾動(dòng)后的控制框圖如圖4所示，擾動(dòng)后的相位表示為：

θ′=ωt+k(f-fg)+θ0

(13)

角頻率ω′和頻率f′表示為：

(14)

圖4 下垂控制中加入擾動(dòng)后的控制框圖Fig.4 Block diagram of disturbance following droop control

由頻率表示的加入擾動(dòng)后的控制框圖如圖5所示。

圖5 由頻率表示的加入擾動(dòng)后的控制框圖Fig.5 Block diagram of control after adding disturbance by frequency representation

將下垂控制方程式(1)帶入式(14)可得：

(15)

整理后，加入擾動(dòng)的頻率表示為：

(16)

式中，fk為計(jì)算得到的動(dòng)態(tài)頻率；Pk為逆變器輸出有功功率瞬時(shí)值。

ft1=f1

(17)

3 基于相位差變化率檢測(cè)的改進(jìn)的移相法

3.1 檢測(cè)原理分析

由第2節(jié)的分析得到如下結(jié)論：將傳統(tǒng)的移頻法和移相法應(yīng)用到下垂控制的并網(wǎng)逆變器中，孤島發(fā)生后，逆變器的輸出頻率發(fā)生了一個(gè)微小的偏移，這個(gè)偏移量不會(huì)使逆變器的輸出頻率超出正常范圍，但是，在這個(gè)頻率偏移量的作用下會(huì)使得逆變器和電網(wǎng)之間產(chǎn)生相位差。然而，由于f1和fg的差值太小，所引起的相位差不會(huì)很大，如果使用這個(gè)量作為檢測(cè)量，容易引起誤檢測(cè)。圖6為采用傳統(tǒng)移相法檢測(cè)孤島時(shí)逆變器與電網(wǎng)之間的相位差Δθ及其相位差的變化率|dΔθ/dt|的波形圖。

圖6 傳統(tǒng)移相法逆變器與電網(wǎng)相位差及其變化率Fig.6 Phase difference and rate of change of traditional phase shifted inverter

由圖6可以看出，孤島發(fā)生后逆變器和電網(wǎng)之間的相位差逐漸增大，但是它們的相位差的變化率非常小，僅為約0.02rad/s。若使用這種方法，無(wú)論是通過檢測(cè)相位還是相位差的變化率來(lái)判斷孤島的發(fā)生都不合適，非常容易引起誤檢測(cè)。因此，本文提出了一種改進(jìn)的移相法。

為了在下垂控制的并網(wǎng)逆變器中應(yīng)用移頻法成功檢測(cè)到孤島的發(fā)生，對(duì)于傳統(tǒng)的方法進(jìn)行改進(jìn)，將傳統(tǒng)方法中加入的擾動(dòng)量f-fg改為(f-fg)/s。具體分析如下：

在逆變器輸出電壓的相位中加入相位擾動(dòng)量，如式(18)所示，則加入擾動(dòng)后的相位變?yōu)槭?19)。

(18)

(19)

由于下垂控制的逆變器中輸出電壓的頻率f是由P-f下垂方程控制產(chǎn)生的，而逆變器輸出電壓的相位θ與頻率f具有如下關(guān)系：

(20)

因此式(19)可以表示為如下形式：

(21)

將擾動(dòng)量k(f-fg)加到P-f下垂方程輸出的頻率f中，但是由于擾動(dòng)量k(f-fg)中的頻率f實(shí)際上是加入擾動(dòng)后的量，因此，在頻率f′的表達(dá)式中，擾動(dòng)量k(f-fg)應(yīng)表示為k(f′-fg)，則頻率f′可以表示為：

(22)

即加入擾動(dòng)后的下垂方程可以表示為：

f′=f*-m(P-P*)+k(f′-fg)

(23)

加入擾動(dòng)后的下垂控制的控制框圖如圖7所示。

圖7 加入擾動(dòng)后下垂控制的控制框圖Fig.7 Control block of sag control after disturbance

對(duì)式(23)進(jìn)行整理，有：

(1-k)f′=f-kfg-m(p-p*)

(24)

即加入擾動(dòng)后逆變器的控制方式依然是下垂控制，但是頻率參考值變?yōu)?f*-kfg)/(1-k)，而下垂系數(shù)變?yōu)閙/(1-k)。由于fg是一個(gè)維持在50Hz動(dòng)態(tài)變化的量，因此在孤島發(fā)生的時(shí)刻，(f*-kfg)/(1-k)≠f*且(f*-kfg)/(1-k)≠fg。也就是說(shuō)，孤島發(fā)生之后，系統(tǒng)在下垂控制的作用下，會(huì)穩(wěn)定在一個(gè)非f*非fg的新的頻率參考值，并且系統(tǒng)的下垂系數(shù)也發(fā)生變化。

令f1=(f*-kfg)/(1-k)，即孤島發(fā)生后逆變器輸出頻率f最終穩(wěn)定在f1不變，那么在逆變器輸出頻率f和電網(wǎng)電壓頻率fg的差值的作用下會(huì)引起逆變器輸出電壓和電網(wǎng)之間的相位差，當(dāng)f穩(wěn)定在f1不變后這個(gè)相位差會(huì)保持勻速增加，即最終它的增長(zhǎng)率是一個(gè)不為零的恒定值。fg不是一個(gè)固定的恒量，因此在孤島發(fā)生的瞬間，由于擾動(dòng)量k(f-fg)的存在，頻率f必然會(huì)發(fā)生偏移，即頻率最終穩(wěn)定值f1與fg的差值必然存在，也就是說(shuō)孤島發(fā)生后逆變器輸出電壓和電網(wǎng)電壓之間的相位差必然存在，并且會(huì)維持線性增大，即孤島后逆變器和電網(wǎng)之間的相位差|dΔθ/dt|>0，但是|dΔθ/dt|的值與擾動(dòng)參數(shù)k有關(guān)。

當(dāng)逆變器運(yùn)行在并網(wǎng)模式時(shí)，若發(fā)生某些突發(fā)狀況引起逆變器頻率f的突變，在大電網(wǎng)的鉗位作用下，頻率f會(huì)迅速恢復(fù)到fg，逆變器和電網(wǎng)之間的相位差保持不變，也就是說(shuō)該方法的孤島檢測(cè)量——逆變器和電網(wǎng)之間的相位差的變化率|dΔθ/dt|會(huì)在極短的時(shí)間內(nèi)變?yōu)榱?。因此不能通過單獨(dú)檢測(cè)|dΔθ/dt|是否超過閾值δ0來(lái)判斷孤島是否發(fā)生，還應(yīng)該在此基礎(chǔ)上檢測(cè)|dΔθ/dt|>δ0保持的時(shí)間是否大于t0。具體判斷邏輯如下：

(1)|dΔθ/dt|與一個(gè)閾值δ0做比較。

(2)當(dāng)|dΔθ/dt|>δ0時(shí)，計(jì)時(shí)器開始工作，當(dāng)超過閾值t0時(shí)，發(fā)出孤島信號(hào)。

(3)當(dāng)在t0時(shí)間內(nèi)|dΔθ/dt|≤δ0，此時(shí)計(jì)時(shí)器清零。

計(jì)時(shí)器的數(shù)值用tt表示，它的初始值是0。如果|dΔθ/dt|大于閾值的時(shí)間超過t0，逆變器就會(huì)發(fā)出孤島信號(hào)，去掉加入的擾動(dòng)信號(hào)，逆變器工作在孤島運(yùn)行模式。反之，如果|dΔθ/dt|在t0時(shí)間內(nèi)小于等于閾值，計(jì)時(shí)器就會(huì)復(fù)位為0。閾值t0的數(shù)值依據(jù)IEEE 929-2000和IEEE 1547.1-2005的標(biāo)準(zhǔn)來(lái)設(shè)定。該方法的流程圖如圖8所示。

圖8 基于相位差變化率檢測(cè)的移頻法的流程圖Fig.8 Flow chart of frequency shift method based on phase difference change rate detection

3.2 基于相位差變化率檢測(cè)的改進(jìn)移相法參數(shù)整定

3.2.1 t0的取值

本文中的檢測(cè)量t0是逆變器和電網(wǎng)相位差的變化率|dΔθ/dt|>δ0所維持時(shí)間的閾值，根據(jù)IEEE 929-2000和IEEE 1547.1-2005的標(biāo)準(zhǔn)，以及我國(guó)電網(wǎng)頻率為50Hz的現(xiàn)實(shí)情況，當(dāng)供電頻率發(fā)生波動(dòng)時(shí)，應(yīng)該在6個(gè)周期內(nèi)做出反應(yīng)，停止向供電線路輸電。因此本文中設(shè)置的時(shí)間閾值t0為0.12s。

3.2.2 k的取值

加入擾動(dòng)后的輸出電壓的頻率表達(dá)式為：

f(i+1)=k[f(i+1)-fg]+f*-m[P(i)-P*]

(25)

由式(25)可以看出，系數(shù)k會(huì)影響系統(tǒng)檢測(cè)孤島的效果以及系統(tǒng)的穩(wěn)定性，具體如下：

(1)當(dāng)k<0時(shí)，為負(fù)反饋，不能檢測(cè)到孤島。

(2)當(dāng)k=0時(shí)，為傳統(tǒng)的下垂控制。

(3)當(dāng)k>0時(shí)，為正反饋，可以檢測(cè)到孤島。

雖然k>0時(shí)可以檢測(cè)到孤島的發(fā)生，但是過大的k值會(huì)導(dǎo)致系統(tǒng)的不穩(wěn)定，因而需要對(duì)k的取值進(jìn)行分析。

加入擾動(dòng)后的傳遞函數(shù)為：

(26)

則系統(tǒng)的特征方程為：

(1-k)z=0

(27)

當(dāng)k<1時(shí)，加入擾動(dòng)后系統(tǒng)是穩(wěn)定的，即頻率最終會(huì)穩(wěn)定在一個(gè)值保持不變。加入擾動(dòng)之后的下垂曲線如圖9所示。

圖9 加入擾動(dòng)之后的下垂曲線圖Fig.9 Sag curve following disturbance

由式(3)～式(7)可以看出，由于加入擾動(dòng)后的下垂系數(shù)變?yōu)閙/(1-k)，為了使加入擾動(dòng)后系統(tǒng)仍然是下垂控制，則應(yīng)該使擾動(dòng)系數(shù)的范圍為：

k<1

(28)

這與式(27)得到的結(jié)論一致。下面對(duì)該方法的孤島檢測(cè)盲區(qū)進(jìn)行分析。根據(jù)2.1節(jié)的分析可知，下垂系數(shù)m越大，則檢測(cè)盲區(qū)越小。由于加入擾動(dòng)后的下垂系數(shù)變?yōu)閙/(1-k)，則隨著擾動(dòng)系數(shù)k的增大，檢測(cè)盲區(qū)變小。因此為了在孤島檢測(cè)的過程中減小檢測(cè)盲區(qū)，降低檢測(cè)孤島的難度，增加檢測(cè)的速度，應(yīng)該將擾動(dòng)系數(shù)k的值設(shè)得盡量大一些；但是隨著k的增大系統(tǒng)的穩(wěn)定性降低，且當(dāng)k超過一定值時(shí)，在k(f-fg)的作用下，雖然頻率最終會(huì)穩(wěn)定在正常范圍，但是超調(diào)和調(diào)整時(shí)間會(huì)較大，因此應(yīng)適當(dāng)選取k的值。

4 仿真分析

逆變器運(yùn)行在并網(wǎng)模式下，發(fā)生負(fù)載變換等情況會(huì)引起逆變器的頻率波動(dòng)，此時(shí)逆變器輸出頻率波形如圖10所示。由于大電網(wǎng)對(duì)逆變器的鉗位作用，逆變器的頻率會(huì)追隨電網(wǎng)，變?yōu)?0Hz并穩(wěn)定運(yùn)行。在這種情況下，由于頻率波動(dòng)的出現(xiàn)，會(huì)使逆變器與電網(wǎng)之間出現(xiàn)一個(gè)相位差，但是由于頻率最后會(huì)穩(wěn)定在50Hz，因此這個(gè)相位差會(huì)保持不變，即最終相位差的變化率|dΔθ/dt|=0。

圖10 并網(wǎng)模式下頻率發(fā)生擾動(dòng)時(shí)的頻率波形圖Fig.10 Frequency waveform of frequency perturbation in grid connected mode

逆變器與電網(wǎng)之間的相位差及其變化率如圖11所示?？梢钥闯?，相位差的變化率|dΔθ/dt|在大約1.5s，即擾動(dòng)發(fā)生時(shí)刻觸發(fā)閾值δ0，計(jì)時(shí)器開始工作，在約0.4s后|dΔθ/dt|<δ0并最終穩(wěn)定在|dΔθ/dt|=0，此時(shí)由于0.4

圖11 并網(wǎng)運(yùn)行時(shí)頻率擾動(dòng)后逆變器與電網(wǎng)之間的相位差及其變化率Fig.11 Phase difference and its rate of change between inverter and grid after frequency disturbance in grid connected operation

圖12和圖13為孤島發(fā)生時(shí)的逆變器輸出頻率、逆變器和電網(wǎng)之間的相位差及其變化率和孤島檢測(cè)信號(hào)。在擾動(dòng)信號(hào)的作用下，逆變器下垂控制的下垂曲線發(fā)生變化。孤島發(fā)生后，逆變器的頻率由原來(lái)的fg變?yōu)閒1(49.5Hz

圖12 孤島發(fā)生時(shí)逆變器的輸出頻率Fig.12 Output frequency of inverter when islanding occurs

圖13 孤島發(fā)生時(shí)逆變器與電網(wǎng)相位差及其變化率Fig.13 Phase difference of inverter and grid and its rate of change in islanding

由圖12可以看出，孤島發(fā)生后，逆變器的輸出頻率迅速發(fā)生變化，變?yōu)閒1=49.95Hz并保持不變。在這個(gè)頻率作用下逆變器與電網(wǎng)之間出現(xiàn)相位差，并且這個(gè)相位差一直在增大，如圖13所示。相位差的變化率|dΔθ/dt|在大約0.08s后觸發(fā)閾值δ0，計(jì)時(shí)器開始工作，在t0內(nèi)|dΔθ/dt|>δ0保持不變，此時(shí)孤島檢測(cè)信號(hào)Trip變?yōu)?，即發(fā)出孤島信號(hào)，成功檢測(cè)到孤島的發(fā)生。

圖14為孤島發(fā)生時(shí)PCC點(diǎn)電壓和逆變器輸出電流的波形圖?？梢钥闯?，采用該方法檢測(cè)孤島時(shí)不會(huì)影響逆變器的正常運(yùn)行。這也是該方法的優(yōu)點(diǎn)，可以在維持系統(tǒng)正常工作的情況下檢測(cè)到孤島，進(jìn)而去掉擾動(dòng)信號(hào)運(yùn)行在孤島模式。整個(gè)孤島檢測(cè)的過程中，系統(tǒng)始終正常工作，這樣能夠提高系統(tǒng)的工作效率。

圖14 孤島發(fā)生時(shí)PCC點(diǎn)電壓和逆變器輸出電流Fig.14 PCC point voltage and output current of inverter when islanding occurs

5 實(shí)驗(yàn)分析

圖15為孤島發(fā)生時(shí)的PCC點(diǎn)頻率偏移量f-f0和逆變器與大電網(wǎng)之間的相位差的變化率的波形圖?？梢钥闯觯⒕W(wǎng)運(yùn)行時(shí)加入擾動(dòng)后逆變器系統(tǒng)穩(wěn)定運(yùn)行，即加入的擾動(dòng)對(duì)并網(wǎng)系統(tǒng)無(wú)影響；孤島發(fā)生后PCC點(diǎn)頻率有一個(gè)微小的變化，頻率偏移量f-fg的值基本可以忽略，相位差的變化率|dΔθ/dt|沒有超過閾值δ0。因此，不能通過傳統(tǒng)的移頻法/移相法在下垂控制的并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)中檢測(cè)到孤島的發(fā)生。

圖15 孤島發(fā)生時(shí)PCC點(diǎn)頻率偏移量f-fg和|dΔθ/dt|Fig.15 When islanding occurs PCC point frequency offset f-fg and |dΔθ/dt|

本文提出的基于相位差變化率檢測(cè)的移相法屬于頻率擾動(dòng)類孤島檢測(cè)方法。該方法在P-f下垂控制的輸出頻率f中加入k(f-fg)，通過在一定的時(shí)間t0內(nèi)檢測(cè)逆變器與大電網(wǎng)之間的相位差的變化率|dΔθ/dt|是否超過閾值δ0來(lái)判斷是否有孤島的發(fā)生。

圖16為孤島發(fā)生時(shí)的PCC點(diǎn)頻率偏移量f-fg、逆變器與大電網(wǎng)之間的相位差的變化率、孤島檢測(cè)信號(hào)Trip?？梢钥闯?，并網(wǎng)運(yùn)行時(shí)由于大電網(wǎng)的鉗位作用，加入擾動(dòng)后PCC點(diǎn)頻率f不發(fā)生波動(dòng)。發(fā)生孤島后PCC點(diǎn)頻率偏移量f-fg迅速增大并穩(wěn)定在f1=50.2Hz，此時(shí)PCC點(diǎn)頻率f仍然在允許的正常范圍內(nèi)。在孤島發(fā)生的瞬間逆變器與電網(wǎng)之間的相位差的變化率|dΔθ/dt|迅速增大，超過設(shè)定的閾值δ0，此時(shí)，計(jì)時(shí)器開始工作。在t0時(shí)間內(nèi)，相位差的變化率|dΔθ/dt|始終大于閾值δ0，符合孤島檢測(cè)的條件，認(rèn)為發(fā)生孤島，此時(shí)孤島檢測(cè)信號(hào)Trip由0變?yōu)?，發(fā)出孤島信號(hào)，逆變器去掉擾動(dòng)信號(hào)，進(jìn)入孤島運(yùn)行模式。

圖16 PCC點(diǎn)頻率偏移量f-fg、|dΔθ/dt|、孤島檢測(cè)信號(hào)TripFig.16 PCC frequency offset f-fg, |dΔθ/dt|, islanding detection signal Trip

圖17為孤島檢測(cè)過程中的PCC點(diǎn)A相電壓與頻率f-fg的波形圖。圖18為孤島檢測(cè)后的PCC點(diǎn)三相電壓。可以看出，在孤島檢測(cè)的過程中和孤島成功檢測(cè)后逆變器的輸出電壓是穩(wěn)定的，即本文提出的基于相位差變化率檢測(cè)的移相孤島檢測(cè)方法屬于非破壞性方法，使用該方法檢測(cè)孤島，可以提高逆變器系統(tǒng)的工作效率。由圖18可以看出，加入的擾動(dòng)變量并沒有對(duì)逆變器的正常運(yùn)行造成影響，在孤島檢測(cè)后，逆變器仍然能夠正常運(yùn)行，證明了該方法是一種非破壞性的孤島檢測(cè)方法。

圖17 孤島檢測(cè)過程中PCC點(diǎn)A相電壓與頻率f-fg波形圖Fig.17 Phase voltage and frequency f-fg waveform of PCC point during islanding detection

圖18 并網(wǎng)運(yùn)行時(shí)加入擾動(dòng)后的PCC點(diǎn)電壓Fig.18 Voltage of PCC point after disturbance in grid connected operation

6 結(jié)論

本文首先分析了下垂控制并網(wǎng)逆變器被動(dòng)孤島檢測(cè)方法的檢測(cè)盲區(qū)，然后針對(duì)移頻法和移相法對(duì)于下垂控制并網(wǎng)逆變器的適應(yīng)性進(jìn)行分析，最后根據(jù)它們不適用于下垂控制并網(wǎng)逆變器的原因，提出了基于相位差變化率檢測(cè)的改進(jìn)移相法。該方法在檢測(cè)孤島的過程中具有非破壞性，能夠快速、準(zhǔn)確地檢測(cè)到孤島的發(fā)生。根據(jù)其檢測(cè)原理，本文給出了擾動(dòng)系數(shù)以及判斷閾值的整定方法，提出了在不平衡電網(wǎng)情況下排除誤動(dòng)作的方法，并通過仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了理論分析的正確性。

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