電動汽車中感應電動機控制系統(tǒng)設計

徐奇?zhèn)?，趙 蒙，羅凌雁，蔣小彪，羅驍梟

(重慶大學，重慶 400044)

0 引 言

感應電動機具有結構簡單、運行可靠、轉速高、容量大等優(yōu)點，非常適合應用在電動汽車中作為動力驅動裝置。在電動汽車中，感應電動機的轉矩控制多采用矢量控制方式，在電流閉環(huán)控制的外環(huán)取消速度閉環(huán)。對于電動汽車中電驅動系統(tǒng)，工作環(huán)境隨路況而變化，要求具有快速的動態(tài)響應和抗干擾的魯棒性。

本文針對電動汽車用感應電動機的轉矩控制系統(tǒng)進行設計，提出一種磁場定向偏差校正策略，提高轉矩控制系統(tǒng)動、靜態(tài)性能。在仿真分析的基礎上，分別設計了感應電動機控制系統(tǒng)的硬件和軟件部分，搭建了感應電動機實驗測試臺架，通過實驗對本文提出的控制策略進行測試和驗證。

1 感應電動機轉矩控制系統(tǒng)設計

感應電動機矢量控制策略中，按照轉子磁場定向的坐標變換后，得到定子電壓方程如下：

(1)

從式(1)可以看出，感應電動機矢量控制在進行基于轉子磁場定向的坐標變換后，除了電機繞組的阻抗壓降和反電勢電壓外，仍然存在著d軸和q軸電流的交叉耦合電勢作用。交叉耦合電勢與電機的轉速有關，隨著轉速的升高而變大。同步旋轉坐標系下的電流調節(jié)并未實現(xiàn)定子電流的d軸分量和q軸分量完全解耦，一個坐標軸上的電流分量變化將會對另一個坐標軸上的電流產生干擾，導致輸出轉矩的波動[1-2]。因此，為了實現(xiàn)更加準確的轉矩控制，在矢量控制中必須考慮交叉耦合問題[3-4]。

對于矢量控制中的定子電流交叉耦合問題，已經提出了多種去耦補償電壓方法，包括前饋控制解耦法、對角矩陣解耦法、單位矩陣解耦法、反饋控制解耦法和基于控制理論中不變性原理的偏差解耦法等，其中反饋解耦和前饋解耦是應用最多的2種解耦方法。反饋解耦控制是將反饋電流用于交叉耦合電勢的計算，與轉矩電流和勵磁電流PI調節(jié)的輸出相加進行補償，其控制系統(tǒng)結構如圖1所示。

圖1 反饋解耦矢量控制框圖

反饋解耦控制屬于一種動態(tài)解耦控制，理論上對于交叉耦合電勢實現(xiàn)完全解耦，可以通過轉矩電流和勵磁電流實現(xiàn)轉矩和磁場的分別控制。但是，由于信號傳輸?shù)难舆t，反饋解耦控制響應速度較慢，難以快速跟隨實際運行工況變化，調節(jié)能力下降。

前饋解耦控制是將電機的轉矩電流給定值和勵磁電流給定值，前饋到電流PI調節(jié)的輸出進行交叉耦合計算，計算式如下：

(2)

前饋解耦控制系統(tǒng)結構如圖2所示。

圖2 前饋解耦矢量控制框圖

前饋解耦控制雖然是一種穩(wěn)態(tài)的解耦方法，采用給定電流進行交叉耦合電勢的計算，計算的解耦電壓值相比實際交叉耦合電勢要大一些，但迭代相加到電機控制的輸入端后，加快了控制系統(tǒng)的動態(tài)響應速度，提高了系統(tǒng)在高速段的控制性能，同時增強了控制系統(tǒng)的穩(wěn)定性[5-6]。因此，本文采用基于前饋解耦的矢量控制方案，提高系統(tǒng)的動態(tài)響應。

2 磁場定向偏差校正策略分析

在矢量控制中，模型誤差及外部擾動等因素都會影響磁場定向精度，產生轉矩波動等問題，因此，需要對磁場定向偏差進行校正。轉子磁場定向校正系統(tǒng)的本質是對參數(shù)變化、模型誤差、外部擾動等造成磁場定向偏差的補償，減小其對磁場定向的影響，提高系統(tǒng)的魯棒性。

目前，轉子磁場定向校正的方法主要有：定向位置角誤差補償，利用轉子磁鏈幅值偏差校正位置角，利用電壓模型校正電流模型實現(xiàn)定向校正[7]。本文通過觀測轉子磁鏈的q軸分量與給定磁鏈幅值間差值進行定向位置角誤差補償。

根據(jù)感應電動機數(shù)學模型計算定子磁鏈的d軸分量ψsd和q軸分量ψsq，通過兩相旋轉坐標系下的磁鏈方程可以獲得轉子磁鏈的d軸分量ψrd和q軸分量ψrq。在準確轉子磁場定向時，轉子磁鏈的d軸分量ψrd等于給定轉子磁鏈ψr，而轉子磁鏈的q軸分量ψrq為零。出現(xiàn)定向偏差后，轉子磁鏈的q軸分量ψrq不再為零，當控制系統(tǒng)為超前定向時，轉子磁鏈的q軸分量ψrq小于零；當控制系統(tǒng)為滯后定向時，轉子磁鏈的q軸分量ψrq大于零。因此，可以根據(jù)轉子磁鏈q軸分量ψrq的大小和符號進行磁場定向的校正，其系統(tǒng)框圖如圖3所示。虛線框內部分為轉子位置角補償計算，利用轉子磁鏈q軸分量ψrq，設計PI調節(jié)器計算補償位置角。再將補償位置角與磁鏈觀測器計算的位置角相加，作為控制系統(tǒng)的定向位置角。

圖3 轉子磁場定向校正控制系統(tǒng)框圖

利用Lyapunov穩(wěn)定性理論，構造函數(shù)V：

(3)

式中：λ為正的常數(shù)。

對式(3)求導，可以得到：

(4)

3 控制系統(tǒng)建模與仿真分析

在MATLAB/Simulink仿真環(huán)境下建立基于轉子磁場定向校正策略的感應電動機轉矩控制模型，如圖4所示。

圖4 基于轉子磁場定向校正策略的

仿真中感應電動機參數(shù)如表1所示。

表1 仿真中感應電動機參數(shù)

由于轉子時間常數(shù)Tr=Lr/Rr對磁場定向影響最為突出，在仿真過程中，首先給定Tr的變化規(guī)律，如圖5所示。

圖5 轉子時間常數(shù)的變化

從第1s開始，每隔1s階躍增加10N·m的負載轉矩。圖6、圖7為定子電流中d軸分量和q軸分量的變化趨勢。從圖6中可以看出，隨著負載轉矩的增加，d軸電流分量沒有發(fā)生明顯變化，跟隨磁鏈給定值；從圖7中q軸分量的變化趨勢可以看出，隨著電機負載轉矩變化，q軸電流分量線性增加，說明通過基于轉子磁場定向校正的控制策略，可以在交流電機上實現(xiàn)直流電機類似的控制性能。

圖6 定子電流isd變化趨勢

圖7 定子電流isq變化趨勢

轉子磁鏈對比如圖8所示。從圖8中可以看出，增加磁場定向校正環(huán)節(jié)可以調節(jié)轉子磁鏈的q軸分量收斂到零，同時校正產生的磁場定向偏差，驗證了本文提出的轉子磁場定向校正策略的正確性。

(a) ψrq波形對比

(b) ψrd波形對比

圖8轉子磁場定向校正仿真波形圖

4 感應電動機控制系統(tǒng)硬件設計

合理的硬件設計是控制系統(tǒng)可靠、運行性能高的前提，本文基于TMS320F2812型DSP和Infineon公司的FF300R12KE3型IGBT設計感應電動機的控制系統(tǒng)。根據(jù)強電和弱電對控制系統(tǒng)進行分類，主要分為主電路部分和控制電路部分。主電路采用三相全橋逆變器結構，實驗中母線電壓設置為280V。為了保證實驗裝置的可靠性和將來功能的拓展，設計采用FF300R12KE3型IGBT，CE極間耐壓為1 200 V，集電極的額定電流為300 A，充分考慮了功率器件的電流和耐壓裕量。母線側采用6個680 μF/450 V的電解電容并聯(lián)濾波；同時，為了減小系統(tǒng)上電時對于主電路的沖擊，采用軟充電回路，在母線中串聯(lián)27 Ω/300 W的功率電阻為電解電容進行預充電。上電結束后，通過吸合充電電阻兩端的繼電器將其旁路。

按照各電路實現(xiàn)功能的不同，可以將控制電路分為：開關電源電路、電流采樣電路、電壓采樣電路、轉速采樣電路、故障保護電路、IGBT驅動電路、溫度采樣電路、EEPROM存儲電路、顯示電路、充電繼電器控制電路、I/O輸入采集電路、模擬量輸入電路、模擬量輸出電路、繼電器輸出電路和總線通訊電路，控制系統(tǒng)結構框圖如圖9所示。

圖9 感應電動機控制系統(tǒng)硬件結構框圖

4.1 開關電源電路

開關電源電路為系統(tǒng)中控制電路供電，是系統(tǒng)可靠工作的先決條件。由于本系統(tǒng)用于電動汽車中，車載中沒有獨立的交流電源，因此開關電源電路采集主電路中的直流母線電壓，使用降壓式高頻開關變壓器隔離輸入側和輸出側電壓，設計單端反激式開關電源為控制系統(tǒng)供電，提供系統(tǒng)所需的+5 V，+15 V，-15 V，+24 V及IGBT驅動所需的6路隔離電源。采用UC3844作為開關電源振蕩控制芯片，調節(jié)脈沖占空比。

4.2 電流采樣電路

在電機控制系統(tǒng)中，定子電流的采樣精度是影響力矩控制性能的關鍵，同時定子電流的采樣也作為過流保護的輸入。Y型繞組結構電機中三相定子電流瞬時值的和為零，即iA+iB+iC=0。在電路設計中，采用2個BLF-200S7型LEM電流傳感器，分別對iA和iB進行電流采樣，iC通過對iA和iB的反向求和電路計算得到，如圖10所示，圖中UIA,UIB分別代表A,B相電流傳感器輸出的電壓信號。

圖10 iC計算電路

BLF-200S7型LEM電流傳感器輸出與測試繞組中電流成比例的雙極性-4～+4 V電壓信號，TMS320F2812型DSP的片內ADC轉換器允許輸入的電壓范圍是0～+3 V，因此需要通過偏移電路對電流采樣信號進行調整。如圖11所示，A相LEM電流傳感器輸出的電壓信號UIA首先經過同相比例電路進行阻抗隔離，再通過偏移電路由偏置電壓對輸出的電壓信號進行調整，調整后的電壓信號為UCH_A。其中偏置電壓由可調精密電壓源TL431芯片輸出提供。

圖11 電流采樣電路

4.3 電壓采樣電路

控制系統(tǒng)采用LV-25P型LEM電壓傳感器，對母線電壓進行采集。電壓傳感器輸出與母線電壓成正比的電流信號，通過采樣電阻轉換成電壓信號UDC，再經過同相比例電路調整后輸入DSP的ADC轉換器，如圖12所示。

圖12 電壓采樣電路

4.4 轉速采樣電路

為適應電動汽車中顛簸、惡劣的電磁環(huán)境，系統(tǒng)采用抗干擾能力強的磁阻式旋轉變壓器進行轉速采集。磁阻式旋轉變壓器利用轉子磁極的凸極效應，隨著轉子轉動，激磁繞組與信號繞組之間的互感發(fā)生變化，信號繞組輸出能夠反映轉子位置信息的感應電動勢，且感應電動勢為轉子位置角θ的正弦和余弦函數(shù)。選用TS2208N202E79型磁阻式旋轉變壓器，其原邊所需的激磁電壓為7 V，初、次級的電壓比為0.230 8%，工作頻率為10 kHz。

采用AD公司的AD2S1200型軸角變換芯片，為旋轉變壓器提供激磁信號，其中一路信號EXC的激磁電路如圖13所示。由于AD2S1200芯片輸出的激磁信號無法驅動旋轉變壓器，系統(tǒng)采用互補功率放大電路提高激磁信號的驅動能力。為了提高激磁信號精度，互補功率放大電路中采用高精度電阻。同時，由于激磁信號為高頻信號，應選用頻帶寬、跟蹤速度快的運算放大器。系統(tǒng)在初期采用LM324型運算放大器，產生了交越失真和底部失真，改換為MC33076芯片后系統(tǒng)可正常工作。AD2S1200芯片將旋轉變壓器輸出的正、余弦電壓信號變換為表示角度和速度的數(shù)字信號。

圖13 激磁電路

4.5 故障保護電路

故障保護電路是控制系統(tǒng)的重要組成部分，完善的故障保護功能可以保證控制系統(tǒng)可靠、穩(wěn)定地運行，避免故障擴大。設計中通過軟件保護和硬件保護相結合的方法，處理系統(tǒng)中可能出現(xiàn)的故障。軟件中處理采樣的電流和電壓信號，判斷系統(tǒng)運行狀況并實現(xiàn)保護。軟件保護具有自恢復能力，但執(zhí)行時間較長，一般用于非破壞性的故障。硬件保護主要針對比較嚴重的故障，利用硬件電路立即封鎖PWM信號輸出，并產生硬件保護中斷，執(zhí)行時間較短，避免故障的擴大。例如，當發(fā)生短路等故障時，繞組電流迅速增加，如果采用軟件計算反時限特性的方法進行保護，實時性不夠，很難快速起到保護作用。采用硬件過流比較，可以快速產生故障信號封鎖PWM信號輸出。

本系統(tǒng)設計的故障保護電路主要包括過流保護、過壓保護、欠壓保護和過溫保護。過流保護電路是對每一相電流的瞬時采樣值進行過流比較，其電路圖如圖14所示。

圖14 過流保護電路

過壓保護、欠壓保護和過溫保護與過流保護類似，都是對采樣值與相應保護閾值間進行比較，通過LM339芯片輸出低電平故障信號，在此不再贅述。將過流保護輸出信號、母線電壓保護輸出信號和IGBT故障信號進行邏輯“與”處理，當任何一種故障發(fā)生時，通過如圖15所示電路，輸出低電平故障信號，快速封鎖6路PWM信號輸出。

圖15 故障邏輯處理電路

4.6 IGBT驅動電路

采用HCPL316J芯片作為IGBT的驅動光耦，6路IGBT驅動電路分別采用6路隔離的電源供電。DSP2812輸出的PWM信號首先經過74HC245芯片，實現(xiàn)驅動信號緩沖和驅動能力提高。然后在HCPL316J芯片的輸入端進行防直通互鎖電路處理，防止上電瞬間或故障時的IGBT直通現(xiàn)象，其電路圖如圖16所示。

圖16 IGBT驅動電路

根據(jù)設計經驗，導通正偏電壓要低于柵極擊穿電壓，一般為15 V±10%，關斷負偏電壓一般為-5 V～-10 V。本系統(tǒng)設計導通正偏電壓為+15 V，關斷負偏電壓為-8 V，保證了IGBT的飽和導通和快速關斷。在光耦輸出端使用功率推挽電路增加驅動能力，同時，分別設置不同的導通電阻和關斷電阻，使得IGBT快速關斷。

4.7 溫度采樣電路

溫度采樣電路使用2線制PT100，對電機溫度和功率模塊IGBT溫度分別進行采樣。其中，電機的溫度采樣使用2個PT100對稱埋入定子繞組中，功率模塊的溫度采樣使用3個PT100 分別緊靠固定在3個IGBT模塊的散熱片附近。采用1 mA恒流源電路經過PT100，對PT100兩端的電壓進行偏移后放大，輸入到DSP2812的ADC采樣通道，其電路如圖17所示。

圖17 溫度采樣電路

5 感應電動機控制系統(tǒng)軟件設計

控制系統(tǒng)的軟件采用前臺和后臺系統(tǒng)完成，前臺系統(tǒng)主要由兩部分組成，分別是初始化程序和定時器中斷子程序。初始化程序是在系統(tǒng)上電后進行參數(shù)的初始化設置和初始故障檢測，如圖18所示，在DSP上電復位后運行一次。

定時器中斷子程序是控制系統(tǒng)的核心，負責控制策略的實現(xiàn)，如圖19所示。

圖18 初始化程序流程圖

圖19 定時器中斷流程圖

后臺系統(tǒng)是對控制功能的完善，在實現(xiàn)電機驅動核心算法的同時，增加狀態(tài)監(jiān)測、端子信號處理、參數(shù)設置等功能。后臺程序一直處于循環(huán)執(zhí)行，根據(jù)各種擴展功能對于實時性要求的不同，將后臺程序分為4個時間等級，實時性要求最高的子程序1 ms執(zhí)行一次，而實時性要求最弱的子程序10 ms執(zhí)行一次，其流程圖如圖20所示。

圖20 任務級循環(huán)程序流程圖

6 實驗分析

為了驗證本文提出的感應電動機轉矩控制策略，搭建了實驗測試臺架,如圖21所示。圖21中左側為被測感應電動機，采用轉矩控制，右側為AVL測功機，采用速度控制。

圖21 感應電動機實驗測試臺架

實驗實測的電動轉矩控制誤差圖如圖22所示。實際輸出轉矩與給定目標轉矩間誤差小，轉矩控制精度高，在感應電動機外特性曲線包絡范圍內，可以將轉矩控制精度限制在5%范圍內，符合電動汽車對于電機轉矩輸出精度的要求。

圖22 電動轉矩控制誤差圖

7 結 語

本文針對電動汽車用感應電動機轉矩控制系統(tǒng)進行設計，采用基于前饋解耦的矢量控制方案，提高系統(tǒng)的動態(tài)響應?；谵D子磁鏈的q軸分量設計磁場定向校正策略，通過觀測轉子磁鏈的q軸分量與給定磁鏈幅值間差值進行定向位置角誤差補償，提高轉矩控制精度。接下來，對于感應電動機轉矩控制系統(tǒng)的硬件和軟件分別進行了設計。最后，本文通過MATLAB/Simulink仿真和實驗對提出的轉矩控制策略進行了驗證，證明了本文所提出的轉矩控制策略的正確性和有效性。

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