LLC固態(tài)感應(yīng)加熱電源研究

劉　寧，趙圣芳，張　晶

(山東科技大學(xué)電氣與自動化工程學(xué)院，山東 青島 266000)

0　引言

感應(yīng)加熱電源多用于金屬熔煉、熱處理、焊接等工業(yè)過程。為提高電源利用率、獲取最大功率，需要進行負載匹配。過去，常用變壓器來實現(xiàn)負載匹配。但隨著對加熱精確度的要求越來越高，以及電源頻率的進一步提高，高頻變壓器制造工藝趨于復(fù)雜，且體積大、成本高[1]。因此，必須尋找一種有效的電路來替代高頻變壓器。三階諧振(LLC)負載電路由負載電感Ls、電阻R和電容C并聯(lián)連接后，再與Lr串聯(lián)構(gòu)成。該電路具有電流變換能力，可以取代與二階LC串聯(lián)諧振電路匹配的高頻變壓器。

感應(yīng)加熱電源的調(diào)功方式一般有頻率調(diào)制、移相調(diào)制和脈沖密度調(diào)制(pulse density modulation,PDM)三種[2]。頻率調(diào)制通過調(diào)節(jié)開關(guān)管頻率改變電阻大小，進而控制功率輸出。這種調(diào)制方式多用于對加熱精度要求不高的場合。移相調(diào)制通過改變開關(guān)管的相位來控制功率輸出。由于開關(guān)管常處于硬開關(guān)狀態(tài)，增加了開關(guān)損耗，因此在高頻領(lǐng)域功率損耗較大。而脈沖密度調(diào)制方式在不改變諧振頻率情況下，易于實現(xiàn)數(shù)字化控制。由于開關(guān)管處在軟開關(guān)狀態(tài)，通過對脈沖序列的合理選擇，可使輸出功率的可調(diào)范圍增大，且輸出功率因數(shù)升高。但當輕載時，逆變器輸出電流較小，可能出現(xiàn)斷流現(xiàn)象，不利于鎖相控制[3]。本文采用電容電流進行鎖相控制，結(jié)合改進PDM方式，使逆變器輸出電流更加均勻。

1　改進型脈沖密度調(diào)制工作原理

PDM控制方式通過調(diào)整功率開關(guān)管觸發(fā)脈沖密度來控制向負載輸送能量的時間，進而控制功率輸出。其主要優(yōu)點在于能夠保證感應(yīng)加熱電源逆變器開關(guān)器件始終工作在零電壓或零電流開關(guān)狀態(tài)[4]。在傳統(tǒng)型PDM控制方式下，逆變器輸出電流依靠電路自身儲存的能量作自由震蕩衰減。由于逆變器輸出電流波動較大，可能出現(xiàn)電流不連續(xù)的情況。改進型PDM控制方式使脈沖密度在一個周期內(nèi)均勻分配，逆變器輸出電流更加平穩(wěn)、波動變小、電流連續(xù)。發(fā)生諧振時，功率開關(guān)管在軟開關(guān)狀態(tài)下通斷，對器件損耗較小。逆變器主電路拓撲結(jié)構(gòu)如圖1所示。

圖1　主電路拓撲結(jié)構(gòu)圖Fig.1　Topological structure of main circuit

圖2　輸出電壓、電流波形圖Fig.2　Waveforms of output voltage and current

開關(guān)管VT1、VT3與VT2、VT4輪流導(dǎo)通，逆變器輸出電壓為方波，輸出電流為正弦波。當電源非滿功率輸出時，上橋臂VT1、VT2按照輸出功率的控制值進行開通和關(guān)斷，下橋臂VT3、VT4按照正常的方式導(dǎo)通。LLC電壓型逆變器同串聯(lián)諧振，逆變器輸出電流為正弦波，功率器件可以實現(xiàn)零電壓和零電流換流。

2　LLC諧振負載電路的特性分析

2.1　LLC電路電流變換特性

電流型逆變器在高頻下易受參數(shù)的影響，增加開關(guān)損耗。電壓型逆變器工作在小感性狀態(tài)下，可避免過大的開關(guān)損耗。本文以電壓型逆變器為例進行分析。LLC諧振負載電路如圖3所示。圖3中：Lr和R分別為感應(yīng)線圈的等效電感和感應(yīng)線圈等效內(nèi)阻與負載側(cè)電阻轉(zhuǎn)換到線圈側(cè)的電阻，電容C和電感Ls是用于發(fā)生諧振與功率因數(shù)補償?shù)钠ヅ湓5]。

圖3　LLC諧振負載電路圖Fig.3　LLC resonant load circuit

L電路由電感和電容組成，并且可以實現(xiàn)阻抗變換，可分為串聯(lián)諧振型和并聯(lián)諧振型，如圖4所示。LLC電路的電容C相當于L電路中的電容C1和C2的并聯(lián)電路，C=C1+C2。

圖4　兩個等效L電路圖Fig.4　Two equivalent L circuits

因此，在LLC電路中:

(1)

式中：Q1為圖4(a)電路的品質(zhì)因數(shù)；Q2為圖4(b)電路的品質(zhì)因數(shù)。

從式(1)可以看出，通過改變匹配組件的參數(shù)，可以實現(xiàn)負載阻抗的等效變換。

(2)

2.2　LLC電路阻抗特性分析

LLC電路阻抗表達式為：

(3)

LLC負載阻抗頻率響應(yīng)曲線如圖5所示。為使電源輸出功率最大，選取阻抗值最小的諧振點頻率作為功率開關(guān)的開關(guān)頻率。

圖5　LLC負載阻抗頻率響應(yīng)曲線Fig.5　Frequency response curves of LLC load impedance

2.3　鎖相控制變量的選取

在實際工作過程中，工件由于受到溫度等因素的影響，其阻抗值將發(fā)生一定的變化，進而影響諧振頻率。輸出電流與電容電流波形如圖6所示。

圖6　輸出電流與電容電流波形圖Fig.6　The waveforms of output current and capacitance current

因此，需要一種鎖相技術(shù)來控制開關(guān)管的頻率跟隨負載頻率的變化[8-9]，使諧振電路避免工作在容性工作區(qū)。由LLC負載諧振電路相頻特性可知，逆變器輸出電壓和電流的相角在諧振點附近是非單調(diào)函數(shù)，有可能產(chǎn)生正反饋，不能保證可靠鎖相。

由式(2)可知，流過負載等效電阻電流i2是流過匹配電感電流i1的β倍。而i2與流過諧振電容電流iC的關(guān)系為：

(4)

可見電容電流iC比逆變器輸出電流大得多。

逆變器輸出電壓與電容電壓相位角為：

(5)

當Q很大時，電容電壓滯后逆變器輸出電壓約為90°。逆變器輸出電壓與電容電流的關(guān)系式為：

(6)

由于LLC諧振電路的相頻特性曲線不是單調(diào)函數(shù)，因此逆變器輸出電壓和逆變器輸出電流不適宜作為控制變量。在諧振發(fā)生時，逆變器輸出電壓超前電容電壓90°。根據(jù)電容本身的特性，電容電流超前電容電壓90°，在諧振時，電容電流與逆變器輸出電壓近似同相位。因此，可以將逆變器輸出電壓與電容電流的相位角引入鎖相環(huán)鑒相器中，作為鎖相環(huán)的控制變量；而電容電流又比負載流過的電流大得多，有利于鎖相變量的提取。改進型PDM控制方式對于低品質(zhì)因數(shù)的負載也同樣適用，擴大了傳統(tǒng)型PDM控制方式的功率輸出范圍。

3　仿真結(jié)果

傳統(tǒng)PDM控制方式下的逆變器輸出電流會發(fā)生斷續(xù)的情況，影響鎖相信號的提取，致使鎖相失敗[10]。由圖7可以看出，在改進型PDM控制方式中，逆變器輸出電流變得平坦、波動較小，有利于鎖相信號的提取。當功率控制值較小時，逆變器輸出電流在傳統(tǒng)PDM控制方式下趨于零，無法提取信號進行可靠鎖相。此時，根據(jù)前述鎖相變量的選取理論知識，可以利用電容、電流作為鎖相信號，以避免此問題的發(fā)生，保證鎖相環(huán)節(jié)的穩(wěn)定運行，擴大功率輸出范圍。

圖7　仿真結(jié)果Fig.7　Simulation results

在改進型PDM控制方式下，LLC諧振電路經(jīng)過合理的參數(shù)選擇，使電壓和電流的相位差小、功率因數(shù)高，提高了電源利用率；同時，PDM控制方式可以實現(xiàn)零電壓開關(guān)的功能，減少功率器件損耗。

因此，改進型PDM控制方式可用于感應(yīng)加熱的逆變器控制，以減小損耗以及逆變器輸出電流的波動、提高電源利用率。

4　結(jié)束語

本文利用改進型PDM控制方式，減少了逆變器輸出電流的波動。開關(guān)管處于軟開關(guān)狀態(tài)，減少了器件損耗。利用電容、電流和輸出電壓的相位關(guān)系進行鎖相環(huán)的設(shè)計，避免了鎖相電流過小而出現(xiàn)的斷流、失鎖問題，擴大了功率輸出的范圍。仿真結(jié)果表明，在LLC電路參數(shù)設(shè)置合理的情況下，其可以取代高頻變壓器實現(xiàn)負載匹配。在改進型PDM控制方式下，逆變器輸出電流更加均勻。

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