Class-AB寬帶功率放大器匹配方法的設(shè)計(jì)與仿真*

王毅敏，李佳旺

0 引 言

隨著靈活和開放的軟件定義無線電第三次通信革命的興起，越來越多的人開始投入到SDR架構(gòu)的研究中。而寬帶射頻功率放大器是軟件無線電發(fā)射系統(tǒng)的關(guān)鍵設(shè)備，具有頻帶寬、動(dòng)態(tài)范圍大、體積小、壽命長等優(yōu)點(diǎn)。同時(shí)，SDR通信體系對(duì)功率放大器的帶寬、功率、三階互調(diào)等指標(biāo)提出了更高要求，因此研究寬帶功放具有非常重要的意義。隨著通信技術(shù)的不斷突破和發(fā)展，無論是軍事

上還是民用上，無線電通信系統(tǒng)都在發(fā)揮著越來越重要的作用。而且隨著現(xiàn)代移動(dòng)通信中調(diào)制方式的不斷變化，在大功率發(fā)射機(jī)中，對(duì)功率放大器各項(xiàng)指標(biāo)的要求也越來越高。尤其伴隨著軟件定義無線電的興起，使得射頻發(fā)射模塊中的關(guān)鍵性部件功率放大器的設(shè)計(jì)面臨諸多挑戰(zhàn)，如提高帶寬、提高線性度、提高效率、降低功耗等。設(shè)計(jì)過程中，應(yīng)該協(xié)調(diào)功率放大器的各項(xiàng)指標(biāo)，結(jié)合應(yīng)用場合，選取合適的型號(hào)進(jìn)行設(shè)計(jì)。

此外，隨著射頻模擬器件制作工藝水平的發(fā)展和新材料不斷的涌現(xiàn)，射頻功率放大器的性能不斷得到提高。尤其是GaN工藝的出現(xiàn)，將在未來持續(xù)助力于射頻功率放大器的發(fā)展。當(dāng)今，各個(gè)通信系統(tǒng)的工作頻率越來越寬，工作方式越來越多，使用單獨(dú)一個(gè)寬帶功放的成本和指標(biāo)要遠(yuǎn)遠(yuǎn)優(yōu)于使用多個(gè)窄帶功放。要在小型化設(shè)計(jì)上更加進(jìn)步，寬帶功放必將是未來通信設(shè)備的主流。

1 理論分析及仿真模型

1.1 同軸線寬帶巴倫

對(duì)于VHF和UHF波段的功率放大器，多工作于甲乙類工作方式，且輸出功率較大。因此，為滿足在較寬頻帶內(nèi)工作，功率放大器必須進(jìn)行寬帶匹配，以防止因駐波較大燒毀功放管[1]。而LDMOS和VDMOS功放管在射頻領(lǐng)域的廣泛應(yīng)用，使得其成為推挽式功放的最佳選擇[2]。但是，考慮到大多數(shù)這種功放管輸入阻抗和輸出阻抗的實(shí)部都較小，以往的LC匹配的方式已經(jīng)不再適用，因?yàn)闀?huì)降低功率放大器的工作頻帶。然而，采用傳統(tǒng)的磁芯變壓器又容易引起磁飽和、功率容量的限制等問題。因此，具有寬帶工作性質(zhì)的同軸線阻抗變換器在VHF和UHF波段得到了廣泛應(yīng)用。這種傳輸線阻抗變換器插入損耗很小，且同軸線具有很大的功率容量。在推挽式寬帶功率放大器應(yīng)用中，根據(jù)放大器的輸入和輸出阻抗特性，同軸線巴倫1∶1單端轉(zhuǎn)差分變換器和同軸線阻抗變換器是使用最多的寬帶匹配器件。下面介紹1∶1阻抗變換器和1∶4阻抗變換器的工作原理[3]，如圖1所示。

圖1 1∶1平衡-不平衡變換器

圖 1中，Z1=50∠ 0 °，Z2=25∠ 0 °，Z3=25∠180°。要想實(shí)現(xiàn)負(fù)載阻抗與傳輸線匹配，要求負(fù)載必須是純電阻，且在同軸線長度為λ/4時(shí)，同軸線的特性阻抗需要滿足：

其中ZL為負(fù)載阻抗，Zs為源端輸出阻抗。實(shí)際的同軸線巴倫如圖2所示，其中：

圖2 單端轉(zhuǎn)差分同軸巴倫

可以看到，該同軸線巴倫相當(dāng)于一個(gè)等功率分配器，每一端獲得源端能量的一半，其中L=λ/4。

由圖3可知，如果輸入端的施加電壓大小為V，則輸入端電流感知2處等阻抗回路。因此，電流一分為二，故；而在輸出端，2處感應(yīng)傳輸線負(fù)載的電壓疊加，而電流只取1處，因此從而得到，即輸入阻抗是輸出阻抗的1/4。實(shí)際的同軸巴倫變壓器的接法如圖4所示。

圖 3 1∶4巴倫原理

圖4 同軸巴倫變壓器

1.2 推挽式場效應(yīng)管的等效模型

當(dāng)仿真和驗(yàn)證推挽式高頻場效應(yīng)管時(shí)，以往的場效應(yīng)管S參數(shù)小信號(hào)模型已經(jīng)不再適用。必須合理建立大信號(hào)S參數(shù)模型，如圖5所示[4]。

其中，Ls、Rs、Lg、Rg、Ld、Rd分別為源極、柵極和漏極的輸入電感和輸入電容，而Cgs、Cds和Cgd分別為3個(gè)極之間的寄生電容[5]。

圖5 大信號(hào)S參數(shù)等效模型

2 仿真與分析

2.1 元器件參數(shù)

本例采用polyfet公司的SQ701推挽式場效應(yīng)功率管，其參數(shù)如表1所示。

表1 SQ701（Vdd=28 V，Idq=400 mA，Pout=45 W）主要參數(shù)

2.2 差分阻抗與單端阻抗的轉(zhuǎn)換

對(duì)于一個(gè)功率放大器來說，阻抗匹配是重中之重。一旦匹配不好，就可能引起功放燒毀，造成資源浪費(fèi)。因此，找到一個(gè)合適的匹配方法尤為重要。而對(duì)于一款工作于AB類的功率放大器而言，可以將其進(jìn)行單一化處理，將差分阻抗轉(zhuǎn)化為單端阻抗。這樣即使匹配更加方便，又彌補(bǔ)了史密斯圓不能進(jìn)行差分匹配的缺點(diǎn)。對(duì)于輸入阻抗而言，每對(duì)管子的輸入阻抗和輸出阻抗在特定頻率之下都包括一定的實(shí)部和一定的虛部。因此，可以將其對(duì)地分解為兩個(gè)相等的阻抗[6]，如圖6所示。

同時(shí)，配合以阻抗的串并聯(lián)轉(zhuǎn)換電路，使輸入或輸出阻抗的實(shí)部達(dá)到與同軸電纜匹配所需的實(shí)部要求，如圖7所示。

圖6 差分阻抗-單端阻抗

圖7 串并聯(lián)阻抗的等效互換

從式（3）～式（6）可以發(fā)現(xiàn)，并聯(lián)一個(gè)電阻或電抗器件后，可以使原阻抗值的實(shí)部或虛部值減小，使功率管的輸入輸出阻抗達(dá)到同軸線設(shè)計(jì)匹配的目的。將總阻抗一分為二，以總阻抗的中間點(diǎn)為電勢零點(diǎn)[7]。例如，總輸入阻抗在500MHz時(shí)為（6.6-j2.8） Ω，因此單個(gè)場效應(yīng)管的輸入阻抗就是（3.3-j1.4） Ω，這樣就能方便地進(jìn)行單端匹配。在得到匹配值后進(jìn)行還原，就可以得到電路所需的匹配網(wǎng)絡(luò)參數(shù)。為了彌補(bǔ)高頻段管子增益下降的缺點(diǎn)，這里選取高頻段的阻抗值進(jìn)行阻抗匹配[8]。本例中，選取f=500MHz處的阻抗值進(jìn)行匹配，選用的同軸電纜是RG402高頻半柔線內(nèi)芯與外芯之間的介質(zhì)是聚四氯乙烯，介電常數(shù)為3.55，其內(nèi)芯直徑為0.92mm，外芯直徑為3.56mm。

2.3 輸入阻抗的匹配

系統(tǒng)歸一化阻抗為50Ω，通過設(shè)置源阻抗和負(fù)載阻抗的參數(shù)值，將輸入阻抗值（6.6-j2.8）Ω轉(zhuǎn)化為25Ω，得到相應(yīng)的對(duì)地阻抗。然后，將微帶線轉(zhuǎn)化為實(shí)際板材上的長度與寬度[9]（這里采用FR4板材，介電常數(shù)是4.2，板厚1mm）。對(duì)地電容值減半，得到相對(duì)應(yīng)的雙端阻抗值，如圖8所示，其中C2、C3為耦合電容。

圖8 輸入匹配電路

輸入匹配電路仿真驗(yàn)證匹配電路的結(jié)果如圖9所示。

圖9 匹配結(jié)果

可以發(fā)現(xiàn)，剛好在500MHz附近時(shí)具有較好的匹配效果，駐波較小。同理，也可以根據(jù)此方法設(shè)計(jì)輸出匹配電路，然后再加上電源電路和偏置電路[10]。設(shè)計(jì)好的總體電路圖，如圖10所示。

運(yùn)行仿真[11]后得到的增益曲線如圖11所示。

由圖11可以發(fā)現(xiàn)，在30～500MHz整個(gè)工作頻段內(nèi)，低頻段的增益較高，高頻段的增益會(huì)下降較多。因此，為了在30～500MHz的頻帶內(nèi)功率增益比較平坦，采用負(fù)反饋技術(shù)將部分輸出信號(hào)反饋到輸入端，以壓縮低頻段的功率增益[12]。同時(shí)，將微帶線模型轉(zhuǎn)化為實(shí)際具有一定長度和寬度微帶，并經(jīng)過調(diào)諧優(yōu)化，最終得到如圖12所示的電路。

圖11 基本電路增益仿真

圖10 匹配后的基本電路

圖12 優(yōu)化后的電路

再次進(jìn)行增益仿真，得到如圖13所示的曲線。

可以發(fā)現(xiàn)，在30～500MHz，平均功率增益不小于12dB，增益起伏不大于2dB，且穩(wěn)定因子K值大于1[13]，能夠穩(wěn)定工作，說明仿真達(dá)到了設(shè)計(jì)要求。

圖14是對(duì)于工作在500MHz處的功率增益和輸出功率進(jìn)行線性掃描的結(jié)果?？梢园l(fā)現(xiàn)，隨著輸入功率的增加，功率增益逐漸下降，輸出趨于飽和，但能夠達(dá)到44dBm（m3點(diǎn)處），而對(duì)于其他頻率處，由于增益稍高，也能夠達(dá)到輸出功率25W的要求，即設(shè)計(jì)成功。

圖13 優(yōu)化后的電路增益結(jié)果

圖14 功率增益vs輸出功率曲線

3 結(jié) 語

本文通過提出了一種簡單的針對(duì)推挽式射頻功率放大器的阻抗匹配方法，將AB類推挽功率放大器匹配這個(gè)較為復(fù)雜的問題簡化為單端匹配問題，且具有一般性。通過具體實(shí)例的ADS仿真，驗(yàn)證了匹配方法的正確性。因此，對(duì)于任意一個(gè)工作于推挽方式的功率放大器來說，一旦得知其某一頻率處的輸入輸出阻抗值，便可以將其進(jìn)行單端阻抗化處理，然后將匹配后的元器件參數(shù)轉(zhuǎn)化為雙端元器件參數(shù)，最后經(jīng)過優(yōu)化調(diào)整完成匹配。這為今后的寬帶推挽式功率放大器的匹配提供了一種較為簡單快捷的匹配方式，具有較大的應(yīng)用性。

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