基于Schottky管安裝電路環(huán)境三維模型的W波段全波段三倍頻器

竇江玲 徐金平 徐夢(mèng)苑

(東南大學(xué)毫米波國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室, 南京 210096)

肖特基二極管精確建模是設(shè)計(jì)高性能微波毫米波倍頻器的重要基礎(chǔ)．對(duì)于毫米波及THz倍頻器的分析設(shè)計(jì),近年來(lái)國(guó)內(nèi)外很多研究人員投入了大量精力研究包含封裝寄生效應(yīng)的二極管精確模型[1-4]．目前較為有效的方法是,對(duì)二極管的整體模型進(jìn)行分區(qū)建模,將二極管封裝材料部分作為線(xiàn)性區(qū)域,肖特基結(jié)管芯作為非線(xiàn)性區(qū),分別采用三維電磁仿真軟件HFSS和路仿真軟件ADS進(jìn)行建模仿真．HFSS三維電磁模型能夠精確模擬封裝材料的寄生效應(yīng),它與ADS中二極管的非線(xiàn)性SPICE參數(shù)模型構(gòu)成了二極管的精確模型．這種方法所建立的二極管本身模型的精確性已經(jīng)得到業(yè)界的認(rèn)同,并成功地應(yīng)用于多種毫米波及THz頻段倍頻電路的設(shè)計(jì)．在應(yīng)用這種模型進(jìn)行實(shí)際倍頻電路的設(shè)計(jì)過(guò)程中,通常采用的步驟是:① 采用去嵌入方法提取二極管的輸入輸出阻抗(參考面一般選在肖特基結(jié)所在位置或者芯片兩端所在截面);② 根據(jù)所提取的二極管阻抗進(jìn)行外圍匹配電路的優(yōu)化設(shè)計(jì)．這種方法存在的不足是,由于參考面以外一定范圍內(nèi)的電路不連續(xù)性仍然很強(qiáng),高次模分量很大,故在進(jìn)行匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)時(shí),基于參考面以外主模條件的假定會(huì)影響仿真設(shè)計(jì)精度．另外,這種提取方法不便于精確計(jì)算安裝二極管的微帶端線(xiàn)(焊盤(pán))尺寸以及焊盤(pán)之間的間距對(duì)于等效阻抗的影響,這一點(diǎn)在超寬帶倍頻器匹配電路設(shè)計(jì)中也是一個(gè)明顯的不足．

文獻(xiàn)[5]中的W波段全波段Schottky管三倍頻器以及文獻(xiàn)[6-8]中的倍頻器都采用了相同的二極管,它們都存在高頻段的輸出功率明顯下降的問(wèn)題．分析其原因,一方面是所使用的肖特基二極管本身截止頻率有限,導(dǎo)致其高頻端非線(xiàn)性性能下降;另一方面,以往的設(shè)計(jì)中沒(méi)有專(zhuān)門(mén)針對(duì)焊盤(pán)尺寸等緊鄰二極管的安裝電路參數(shù)進(jìn)行分析優(yōu)化,從而對(duì)寄生參量效應(yīng)考慮不足,對(duì)倍頻器高頻端性能影響更為嚴(yán)重．

本文在現(xiàn)有相關(guān)研究工作的基礎(chǔ)上[5],改進(jìn)了二極管附近區(qū)域等效阻抗參數(shù)提取方法,將二極管、焊盤(pán)及鄰近的腔體空間作為一個(gè)子區(qū)域進(jìn)行三維建模分析,深入研究了二極管安裝電路環(huán)境所引入的附加寄生效應(yīng),包括焊盤(pán)的長(zhǎng)度和寬度、2個(gè)端線(xiàn)之間的間距、二極管與微帶端線(xiàn)之間導(dǎo)電膠的厚度以及微帶電路屏蔽腔體的高度等因素的影響,總結(jié)了其變化規(guī)律．這些因素與倍頻電路匹配網(wǎng)絡(luò)的優(yōu)化設(shè)計(jì)直接相關(guān)．通過(guò)場(chǎng)路結(jié)合的分析設(shè)計(jì)過(guò)程,優(yōu)化設(shè)計(jì)了W波段全波段三倍頻器的電路尺寸,制作了倍頻器的試驗(yàn)樣品,實(shí)測(cè)結(jié)果表明,所設(shè)計(jì)的W波段三倍頻器在75～110 GHz的頻率范圍內(nèi)的輸出功率平坦,無(wú)諧振點(diǎn),實(shí)現(xiàn)了優(yōu)良的寬帶特性．

1 肖特基二極管精確模型

DBES105a二極管的整體精確模型由其封裝結(jié)構(gòu)三維模型和Schottky結(jié)非線(xiàn)性SPICE參數(shù)2部分組成．其中,三維封裝模型能夠模擬二極管封裝材料引入的寄生效應(yīng),管芯的SPICE參數(shù)模型主要模擬二極管的非線(xiàn)性特性．圖1給出了DBES105a二極管的電子顯微鏡照片以及三維封裝模型．

(a) 二極管電子顯微鏡照片 (b) 三維電磁模型圖1 DBES105a二極管電子顯微鏡照片以及三維電磁模型

本課題組對(duì)UMS公司的DBES105a二極管的建模方法進(jìn)行了多年的研究[4-5,9], 并應(yīng)用到了G波段．圖2給出了由場(chǎng)路結(jié)合方法所建立的DBES105a二極管三維封裝線(xiàn)性區(qū)和肖特基結(jié)非線(xiàn)性區(qū)組合模型示意圖,其中A1,A2兩個(gè)節(jié)點(diǎn)分別表示封裝無(wú)源三維模型中2個(gè)Schottky結(jié)的陽(yáng)極連接點(diǎn),它們是HFSS場(chǎng)仿真和ADS路仿真的結(jié)合點(diǎn)．2個(gè)肖特基結(jié)之間的串聯(lián)關(guān)系已經(jīng)體現(xiàn)在HFSS的模型中,所以在ADS軟件中,二極管的陰極模型接“地”,從而將二極管的非線(xiàn)性部分看成阻抗相同的非線(xiàn)性負(fù)載．這個(gè)模型充分考慮了二極管的封裝寄生效應(yīng)以及二極管的非線(xiàn)性特性．但是,應(yīng)用該模型進(jìn)行W波段等短毫米波寬帶倍頻器的設(shè)計(jì)還需要考慮很多因素,如安置二極管的微帶端線(xiàn)(焊盤(pán))尺寸和間距等．

2 W波段三倍頻器電路設(shè)計(jì)

2.1 三倍頻器電路方案

圖3是本文所采用的W波段三倍頻器的基本構(gòu)成框圖．倍頻器的輸出端采用標(biāo)準(zhǔn)的WR10波導(dǎo)微帶探針結(jié)構(gòu),它對(duì)輸入信號(hào)頻率分量截止,起到了高通濾波器的作用．與鰭線(xiàn)過(guò)渡相比,可以較大程度地改善100 GHz以上高頻端的插入損耗．輸入端采用了高低阻抗線(xiàn)低通濾波器,在通過(guò)低頻激勵(lì)信號(hào)的同時(shí),能抑制高次諧波信號(hào)通過(guò),避免三次諧波反射回輸入端．

圖3 W波段三倍頻器基本構(gòu)成框圖

2.2 W波段三倍頻器分區(qū)建模

將倍頻器電路分為5個(gè)相對(duì)獨(dú)立的子區(qū)域,如圖4所示.區(qū)域1為輸入低通濾波器;區(qū)域2為輸入匹配網(wǎng)絡(luò);區(qū)域3為二極管、焊盤(pán)及鄰近腔體區(qū)域;區(qū)域4為輸出匹配網(wǎng)絡(luò);區(qū)域5為微帶-探針-波導(dǎo)過(guò)渡輸出區(qū)域．首先對(duì)區(qū)域1和區(qū)域5分別進(jìn)行建模分析與優(yōu)化,這2個(gè)子區(qū)域都是常規(guī)的線(xiàn)性電路區(qū)域,其仿真設(shè)計(jì)方法已經(jīng)非常成熟．本文重點(diǎn)研究區(qū)域3,把它作為一個(gè)獨(dú)立的整體，分析其輸入輸出阻抗,重點(diǎn)研究?jī)?nèi)部焊盤(pán)尺寸、間距等參數(shù)對(duì)超寬帶范圍內(nèi)頻響特性影響的規(guī)律,為設(shè)計(jì)整個(gè)倍頻器電路的匹配網(wǎng)絡(luò)做準(zhǔn)備．

圖4 W波段三倍頻器區(qū)域劃分示意圖

2.3 二極管安裝區(qū)域?qū)拵ё杩固匦苑治?/h3>

圖5給出了用HFSS建立的區(qū)域3三維仿真模型及其等效網(wǎng)絡(luò)示意圖．圖5(a)中,Lpad,Wpad,Gpad分別為微帶端線(xiàn)的長(zhǎng)度、寬度以及間距,Ddiode為2個(gè)二極管邊緣之間的距離．用HFSS軟件仿真計(jì)算區(qū)域3電磁模型,然后將得到的s6p文件導(dǎo)入到ADS軟件中(見(jiàn)圖5(b)),計(jì)算區(qū)域3的輸入輸出阻抗．考慮到計(jì)算量的問(wèn)題,本文選取了幾個(gè)典型的離散值，圖6～圖9給出了這幾個(gè)變量對(duì)區(qū)域3輸入輸出阻抗的影響曲線(xiàn)．

(a) 三維模型

(b) S參數(shù)包及阻抗定義

由圖6～圖9可見(jiàn),為了減小二極管阻抗在寬帶范圍內(nèi)的變化幅度,就要求安裝二極管的微帶端線(xiàn)寬度大、長(zhǎng)度短以及間距大,同時(shí)反向并聯(lián)二極管對(duì)的間距尺寸要小,但是這些尺寸也受到多方面因素的限制,如為了減少高次模的產(chǎn)生,腔體的寬度不能太寬,這就限制了微帶端線(xiàn)的寬度;為了保證足夠的安裝空間,微帶端線(xiàn)的長(zhǎng)度不能太小;同時(shí),微帶端線(xiàn)的間距要小于二極管的長(zhǎng)度．另外為了便于匹配網(wǎng)絡(luò)的實(shí)現(xiàn),二極管所在區(qū)域的輸入輸出阻抗的虛部不能太大．綜合考慮后,選取Lpad=0.5 mm,Wpad=0.7 mm,Gpad=0.4 mm,Ddiode=0.17 mm．在這個(gè)尺寸下區(qū)域3的輸入輸出阻抗在輸入基波和三次諧波下變化較為平緩,保證了寬帶匹配的可實(shí)現(xiàn)性．在基破中心頻率f0=30.8 GHz處,區(qū)域3的輸入阻抗為Zf0=36.3-j69.9 Ω,在3f0=92.4 GHz頻點(diǎn)處,區(qū)域3的輸出阻抗為Z3f0=34.0+j5.4 Ω．

(a) 輸入阻抗

(b) 輸出阻抗

(a) 輸入阻抗

(b) 輸出阻抗

(a) 輸入阻抗

(b) 輸出阻抗

2.4 三倍頻器完整電路的優(yōu)化設(shè)計(jì)

為了快速提取匹配電路尺寸的初值,應(yīng)用HFSS三維仿真軟件,將計(jì)算得到的區(qū)域1中低通濾波器的網(wǎng)絡(luò)參數(shù)和區(qū)域5中微帶-探針-波導(dǎo)過(guò)渡段的s2p參數(shù),以及二極管區(qū)域的s6p文件導(dǎo)入到ADS中,建立用于計(jì)算高低阻抗線(xiàn)匹配網(wǎng)絡(luò)初始值的電路模型(見(jiàn)圖10),并利用此模型提取了由高低阻抗線(xiàn)構(gòu)成的輸入輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的參數(shù)初值．

(a) 輸入阻抗

(b) 輸出阻抗

圖10 ADS中匹配網(wǎng)絡(luò)初值計(jì)算模型

由于分區(qū)仿真方法并未考慮分區(qū)域模型之間的耦合效應(yīng)以及仿真不連續(xù)性等因素,為了獲取精確的匹配網(wǎng)絡(luò)尺寸,還需要進(jìn)一步在HFSS軟件中建立倍頻器的全尺寸模型,計(jì)算出整個(gè)電路中無(wú)源部分所對(duì)應(yīng)的s6p參數(shù),并將其導(dǎo)入到ADS中進(jìn)行諧波平衡分析,計(jì)算模型如圖11(a)所示．基于該模型,以減小倍頻損耗為目標(biāo),計(jì)算得出最優(yōu)的匹配網(wǎng)絡(luò)尺寸．

圖11(b)為倍頻器腔體2個(gè)高度尺寸h1和h2示意圖,本文分別考察了這2個(gè)參數(shù)對(duì)倍頻輸出功率的影響．圖12給出了以h1為參變量的倍頻器輸出功率在W波段全頻段內(nèi)的頻響特性曲線(xiàn),其中存在多個(gè)諧振吸收點(diǎn)的曲線(xiàn)所對(duì)應(yīng)頂部為理想導(dǎo)體邊界,其余3條曲線(xiàn)對(duì)應(yīng)頂部帶有吸波材料的吸收邊界． 可見(jiàn),在腔體上方增加吸波材料可以有效地抑制腔體的寄生諧振．腔體高度h1經(jīng)優(yōu)化后約為2 mm．為了減少波導(dǎo)微帶轉(zhuǎn)換中的高次模,經(jīng)優(yōu)化,h2取0.8 mm．

(a) 基于全尺寸模型S參數(shù)包的倍頻電路ADS計(jì)算模型

(b) W波段三倍頻器腔體高度示意圖

圖12 W波段三倍頻器的輸出功率頻響應(yīng)特性仿真

本文還分析了不同導(dǎo)電膠粘接層厚度倍頻器的輸出功率的變化情況．仿真結(jié)果表明,當(dāng)導(dǎo)電膠粘貼層厚度較厚時(shí),低頻端輸出功率較高,但是在105 GHz以上的高頻端輸出功率較低,因此,在二極管安裝工藝中,需要控制導(dǎo)電膠層的用量,既要保證二極管與微帶電路優(yōu)良的電氣連接,又要盡量減小導(dǎo)電膠的厚度，從而改善高頻端的性能．

3 W波段三倍頻器實(shí)驗(yàn)

基于上面的設(shè)計(jì)方案,加工了W波段三倍頻器實(shí)驗(yàn)樣品,如圖13所示.腔體選用硬鋁材料,采用上下Half傳統(tǒng)的腔體加工方式;采用厚度為0.127 mm 的Rogers5880基片;二極管以反向并聯(lián)的方式采用進(jìn)口導(dǎo)電膠安裝在焊盤(pán)(即微帶端線(xiàn))上．完成倍頻器的裝配后,對(duì)倍頻器進(jìn)行測(cè)試,采用Ka波段的全波段功放作為W波段三倍頻器的激勵(lì)源,當(dāng)Ka波段功放的功率約為20 dBm時(shí),利用W8486A功率探頭和N1911A功率計(jì)測(cè)試了三倍頻器的輸出功率．在75～110 GHz頻率范圍內(nèi),輸出功率測(cè)試結(jié)果如圖14所示．由圖可見(jiàn),在整個(gè)W頻段內(nèi),倍頻器輸出功率典型值為5 dBm,變化幅度小于±1.25 dB．實(shí)測(cè)結(jié)果和仿真結(jié)果變化趨勢(shì)的一致性較好,兩者之間的最大差值小于 2.45 dB．

圖13 上下腔體打開(kāi)的W波段三倍頻器實(shí)物照片

圖14 W波段三倍頻器輸出功率測(cè)試值結(jié)果及仿真結(jié)果

圖15給出了本文和文獻(xiàn)[5]的變頻損耗測(cè)試結(jié)果的對(duì)比曲線(xiàn)．在頻率高端102～110 GHz范圍內(nèi),文獻(xiàn)[5]和本文中的倍頻器倍頻損耗變化幅度分別為4和1.2 dB,由此可見(jiàn),本文采用改進(jìn)方法優(yōu)化設(shè)計(jì)的倍頻器在頻率高端變頻損耗平坦度有顯著改善．

為了更清楚地反映本文設(shè)計(jì)方法在改善W波段全頻帶范圍內(nèi)輸出功率平坦度方面的有效性,表2給出了本文設(shè)計(jì)的倍頻器和國(guó)內(nèi)外文獻(xiàn)報(bào)道的倍頻損耗測(cè)試結(jié)果的對(duì)比.可見(jiàn),采用本文的改進(jìn)方法所設(shè)計(jì)的W波段倍頻器的倍頻損耗平坦度得到明顯改善．

圖15 倍頻器變頻損耗測(cè)試結(jié)果對(duì)比曲線(xiàn)

文獻(xiàn)倍頻損耗/dB頻率范圍/GHz波動(dòng)值/dB[5]15(典型值)75～1105．5[6]1575～1004．0[7]29．887～995．0[8]15106～1147．0[10]17．3～20．675～1103．3[11]6．5～18．584～10212．0[12]11～1790～986．0本文15(典型值)75～1102．5

4 結(jié)論

1) 本文深入分析了二極管實(shí)際工作環(huán)境對(duì)二極管輸入輸出阻抗的影響規(guī)律,以減小輸入輸出阻抗在工作頻段內(nèi)波動(dòng)為目標(biāo),優(yōu)化出安裝二極管的微帶端線(xiàn)尺寸．

2) 采用場(chǎng)路結(jié)合的聯(lián)合仿真方法,充分考慮各個(gè)子區(qū)域之間的相互耦合,詳細(xì)分析了腔體的高度對(duì)最終輸出功率的影響,以寬帶內(nèi)的輸出功率的平坦度為目標(biāo),優(yōu)化設(shè)計(jì)出倍頻器的匹配網(wǎng)絡(luò)尺寸以及腔體的高度, 最終設(shè)計(jì)出W波段全波段三倍頻器．

3) 實(shí)驗(yàn)樣品測(cè)試結(jié)果表明,在20 dBm左右的Ka波段激勵(lì)功率下,所設(shè)計(jì)的三倍頻器在整個(gè)W波段的輸出功率典型值為5 dBm,功率波動(dòng)小于±1.25 dBm,由此驗(yàn)證了二極管模型的準(zhǔn)確性以及寬帶匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)方法的有效性,為研制W波段低成本、高性能、超寬帶固態(tài)倍頻源提供了有效的技術(shù)途徑．

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