DCM模式逆變器的定環(huán)寬電壓滯環(huán)控制

吳靖南，張宇，關(guān)清心

（華中科技大學(xué)電氣與電子工程學(xué)院，武漢430074）

0 引 言

常見的逆變器有三種閉環(huán)控制方式：單閉環(huán)反饋控制、雙閉環(huán)反饋控制和滯環(huán)控制，單閉環(huán)反饋控制又分為電壓平均值反饋控制、電壓瞬時值反饋控制和電流瞬時值反饋控制，滯環(huán)控制分為電壓滯環(huán)控制和電流滯環(huán)控制。電壓平均值反饋控制雖然結(jié)構(gòu)和算法相對其它控制方式簡單，但有著對輸出波形不敏感的嚴(yán)重缺陷；電壓瞬時值反饋控制和電流瞬時值反饋控制動態(tài)響應(yīng)速度緩慢，負(fù)載適應(yīng)性差［1］；雙閉環(huán)反饋控制雖然具有良好的動態(tài)性能，可電流內(nèi)環(huán)為抑制非線性負(fù)載擾動，必須具備足夠高的帶寬才能獲得滿意的性能，實現(xiàn)難度較大［2］；而基于雙閉環(huán)控制發(fā)展的雙環(huán)PID控制方式需要很大的內(nèi)存空間存儲歷次偏差的信號值，同樣較難實施［3］；相比之下，基于負(fù)載輸出電壓（電流）的電壓（電流）滯環(huán)控制既能夠?qū)崿F(xiàn)單環(huán)控制策略中輸出電壓（電流）可控，具有快速的瞬態(tài)響應(yīng)能力，又因是一個一階無條件穩(wěn)定系統(tǒng)，使得系統(tǒng)整體具有較高的穩(wěn)定性，兼具單環(huán)控制和雙環(huán)控制的優(yōu)點。

隨著逆變電源的廣泛使用，使用者對于逆變電源的工作效率也有了越來越高的要求。傳統(tǒng)的逆變器控制裝置負(fù)載工作在連續(xù)導(dǎo)通模式（CCM），開關(guān)管的開關(guān)損耗會隨著其導(dǎo)通頻率的增加而增大，繼而降低逆變器的效率［4］，因此目前降低線路損耗的普遍做法便是采用軟開關(guān)技術(shù)。為實現(xiàn)開關(guān)管的軟開關(guān)，可從硬件上進行改進或從軟件上進行策略優(yōu)化，硬件上，可通過附加諧振電路實現(xiàn)開關(guān)管的零電壓開通（Zero Voltage Switching，ZVS）［5-6］，但硬件的解決思路雖然能避免在開關(guān)管上產(chǎn)生損耗，卻同樣會在諧振電路的元件上消耗電能，且諧振過程會給開關(guān)器件帶來較高的電壓電流應(yīng)力，并不具有的實用價值，因此大多數(shù)研究基于控制策略進行改進從軟件上實現(xiàn)軟開關(guān)。文獻(xiàn)［7］提出了一種全橋Boost電路基于不連續(xù)導(dǎo)通模式（DCM）的軟開關(guān)運行策略，文獻(xiàn)［8］基于臨界導(dǎo)通模式（BCM）的零電壓開通方式，文獻(xiàn)［9］提出了基于混合導(dǎo)通模式的 Boost PFC電路優(yōu)化及控制策略，文獻(xiàn)［10-11］通過電流的反饋實現(xiàn)開關(guān)管零電流開通，為軟開關(guān)控制技術(shù)提供了參考。軟開關(guān)分析方法建模過程常采用狀態(tài)空間平均法，該方法雖然能對控制對象有較好的描述，卻要求逆變器的輸出頻率遠(yuǎn)小于開關(guān)器件的開關(guān)頻率才能做低頻等效，受限于開關(guān)管的開關(guān)頻率，而采用滯環(huán)控制，建模過程較為簡單，不再受限于開關(guān)頻率。文獻(xiàn)［12-13］提出了一種定頻調(diào)制方法，通過動態(tài)改變滯環(huán)比較的寬度來調(diào)整開關(guān)管的開關(guān)頻率，可以實現(xiàn)開關(guān)頻率固定，但該方法動態(tài)環(huán)寬的計算過程要求系統(tǒng)參數(shù)不變，在負(fù)載突變的情況下則易失去穩(wěn)定，不僅不能保持開關(guān)頻率的恒定，甚至?xí)黾虞敵鲭妷旱闹C波范圍，因此，定頻調(diào)制也有一定的局限性。針對此問題，文中提出一種定環(huán)寬的電壓滯環(huán)控制方式，該方法動態(tài)性能好，不易受外界干擾；另外，雖然通過縮小滯環(huán)寬度可以減小輸出電壓的諧波畸變率，但業(yè)內(nèi)一直未將滯環(huán)寬度與諧波畸變率之間的關(guān)系進行量化分析，為此，將進一步研究定環(huán)寬條件下滯環(huán)寬度與諧波畸變率之間的關(guān)系，給出其函數(shù)關(guān)系分析式。

1 單相半橋逆變拓?fù)?/h2>

圖1所示為常見的單相半橋逆變電源拓?fù)?，電源通過開關(guān)管Q1、Q2及L-C濾波器向負(fù)載供電，負(fù)載一側(cè)接開關(guān)管中點，另一側(cè)接至電源中性點，上橋臂與下橋臂不同時導(dǎo)通。

圖1 單相半橋逆變拓?fù)銯ig.1 Single-phase half bridge topology

控制器通過電感反饋的電流值io和電容反饋的電壓值uo控制開關(guān)管Q1、Q2的導(dǎo)通與關(guān)斷。下面具體分析了該逆變拓?fù)涞奈宸N工作模式。

圖2 單相半橋逆變拓?fù)涔ぷ髂Ｊ紽ig.2 Working mode of single-phase half bridge inverter topology

模式Ⅰ：如圖2（a）所示，上橋臂Q1導(dǎo)通，下橋臂Q2關(guān)斷，電源向L-C濾波器及負(fù)載提供正電壓，電流表達(dá)式滿足：

模式Ⅱ：如圖2（b）所示，上橋臂關(guān)斷，下橋臂未導(dǎo)通時，電流由于電感作用并不會立刻為零，由反并聯(lián)二極管D2提供續(xù)流通道，電感通過負(fù)載即二極管向電源回饋電能，直至電流為零，二極管D2截止。

模式Ⅲ：如圖2（c）所示，上下橋臂均未導(dǎo)通，且電感電流為0時，由并聯(lián)在負(fù)載上的電容向負(fù)載放電，此時的電流表達(dá)式滿足：

模式Ⅳ：如圖2（d）所示，下橋臂Q2導(dǎo)通，上橋臂Q1關(guān)斷，電源向L-C濾波器及負(fù)載提供負(fù)電壓，電流表達(dá)式滿足：

模式Ⅴ：如圖2（e）所示，下橋臂關(guān)斷，上橋臂未導(dǎo)通時，電流由于電感作用并不會立刻為零，由反并聯(lián)二極管D1提供續(xù)流通道，電感通過負(fù)載即二極管向電源回饋電能，直至電流為零，二極管D1截止。

19世紀(jì)末，俄羅斯音樂達(dá)到了前所未有的高度，即使是現(xiàn)在，當(dāng)我們低頭緬懷前面所提及的音樂家們時，在內(nèi)心深處卻會情不自禁地抬頭仰望他們高大的身影。當(dāng)人類歷史進程走進20世紀(jì)的時候，一方面新古典主義宣稱要避開現(xiàn)實世界的紛擾，回到巴赫甚至是比巴赫更遠(yuǎn)的年代，而另一方面，印象主義則躍躍欲試地另辟蹊徑，大膽改革創(chuàng)新，意欲創(chuàng)造一個全新的音樂理念和風(fēng)格，并使自己成為繁榮百年的浪漫主義音樂的終結(jié)者。然而，無論是鼓噪一時的新古典主義，還是風(fēng)靡一時的印象主義，都無法抵消浪漫主義音樂，特別是19世紀(jì)俄羅斯音樂在人類音樂文化史上的輝煌成就和深遠(yuǎn)影響。

2 恒定滯環(huán)寬度的控制策略

恒定滯環(huán)寬度的電壓滯環(huán)控制策略，旨在讓負(fù)載輸出電壓在參考電壓正負(fù)偏差一定寬度的范圍內(nèi)波動，通過限制負(fù)載輸出電壓的波動幅度來減小輸出電壓的諧波畸變率?？刂撇呗灾?，參考電壓的正誤差滯環(huán)與負(fù)誤差滯環(huán)寬度相同，負(fù)載輸出電壓在參考電壓誤差滯環(huán)寬度內(nèi)，開關(guān)管均不動作；而當(dāng)負(fù)載輸出電壓超出參考滯環(huán)比較帶時則控制器控制相應(yīng)開關(guān)管導(dǎo)通。

如圖3所示，uo為輸出電壓，G1、G2為開關(guān)管Q2、Q1觸發(fā)信號。當(dāng)負(fù)載輸出電壓低于參考電壓負(fù)誤差滯環(huán)時，開關(guān)管Q1導(dǎo)通，Q2截止，給負(fù)載正電壓，使逆變器工作在模式Ⅰ下，拉升負(fù)載輸出電壓，直至負(fù)載輸出電壓重回參考電壓誤差滯環(huán)比較帶時，開關(guān)管Q1關(guān)斷，逆變器工作在模式Ⅱ及模式Ⅲ；而當(dāng)輸出電壓高于參考電壓正誤差滯環(huán)時，開關(guān)管Q2導(dǎo)通，Q1保持截止，電源給負(fù)載負(fù)電壓使輸出電壓降落至參考電壓偏差帶，逆變器工作在模式Ⅳ下，直至電壓回到誤差滯環(huán)比較帶時，開關(guān)管Q2截止，逆變器工作在模式Ⅴ及模式Ⅲ。需要指出的是，逆變電源實際輸出電壓并不會被限制于控制滯環(huán)內(nèi)，控制滯環(huán)僅為控制器的控制提供參考，實際的輸出電壓偏差滯環(huán)會略寬于控制滯環(huán)。

圖3 電壓滯環(huán)控制示意圖Fig.3 Schematic diagram of voltage hysteresis loop control

圖4 恒定滯環(huán)寬度的電壓滯環(huán)控制策略流程框圖Fig.4 System structure block diagram of constant hysteresis bandwidth voltage hysteresis control

控制器的邏輯框圖如圖4所示。為了逆變器的安全運行，逆變器控制器為輸出電流設(shè)定限幅，負(fù)載電流一旦超過設(shè)定限幅值則開關(guān)管Q1、Q2關(guān)斷，并持續(xù)至電流恢復(fù)至限幅范圍以內(nèi)，才能繼續(xù)控制開關(guān)管的開通，否則將一直保持開關(guān)管Q1、Q2的關(guān)斷狀態(tài)。為降低開關(guān)管的開通損耗，在控制器判斷開關(guān)管Q1、Q2導(dǎo)通時，將控制邏輯暫存，并通過串聯(lián)在負(fù)載上實時反饋的電流檢測模塊判斷開關(guān)管是否具有零電流開通的條件，若負(fù)載電流為零，則控制器將暫存的狀態(tài)輸出，開關(guān)管開通，若電流不為零但尚未超過電流限幅值，則保持開關(guān)管的狀態(tài)不變。

3 仿真分析

3.1 基于Stateflow的MATLAB/SIMULINK模型建立

文中使用MATLAB/SIMULINK軟件建立仿真模型，以Stateflow作為控制器控制開關(guān)管的開關(guān)及相關(guān)控制信號的輸入。MATLAB/SIMULINK的圖形化操作模塊Stateflow有限狀態(tài)機（finite statemachine），通過圖形化編程界面將C語言內(nèi)嵌于其中，可對未含有語法錯誤的程序塊進行編譯進而生成可供MATLAB/SIMULINK執(zhí)行的S函數(shù)模塊。仿真界面如圖5所示，控制器通過采集負(fù)載輸出電流電壓值與參考電壓誤差滯環(huán)值比較，控制開關(guān)管Q1、Q2的通斷。在Stateflow觸發(fā)端引入觸發(fā)信號以模擬實際運行環(huán)境中單片機/DSP等控制器的晶振周期，每當(dāng)Stateflow的觸發(fā)信號來時控制器才對控制狀態(tài)進行運算控制，仿真參數(shù)如表1所示。

圖5 基于Stateflow的MATLAB/SIMULINK仿真模型Fig.5 MATLAB/SIMULINK simulation model based on Stateflow

表1 仿真模型參數(shù)Tab.1 Simulation model parameters

3.2 仿真結(jié)果

在輸出電壓的±10%、±5%、±2%、±1%偏差內(nèi)設(shè)置誤差滯環(huán)帶（即相應(yīng)誤差值vd為22 V、11 V、4.4 V、2.2 V），如圖6、圖7所示，從圖中可見波形畸變隨著偏差的增加而變大。從圖8中可以看出，控制器在實現(xiàn)開關(guān)管零電流開通的前提下實現(xiàn)了對輸出電壓良好的滯環(huán)控制。

圖6 滯環(huán)寬度為±1%負(fù)載輸出電壓波形及諧波分析Fig.6 Waveform and harmonic analysis of the load output voltage of the±1%hysteresis bandwidth

為了進一步研究滯環(huán)寬度與諧波畸變率之間的關(guān)系，對輸出電壓偏差±1%～±10%每隔±0.25%取樣，可得如圖9所示的散點，由圖可見散點有線性化的趨勢，對散點進行線性化擬合，得到直線：THD（%）＝42.284 5x＋0.587 3；其中 THD（%）為負(fù)載輸出電壓諧波總畸變率，x為人為設(shè)定的輸出電壓滯環(huán)寬度在輸出參考電壓幅值中的占比；線性擬合優(yōu)度R2＝0.993 53；可見滯環(huán)寬度與總諧波畸變率之間具有高度線性相關(guān)性。

圖7 ±10%、±5%、±2%、±1%滯環(huán)寬度輸出電壓波形Fig.7 Output voltage waveform of±10%，±5%，±2%，±1%hysteresis bandwidth

圖8 ±1%滯環(huán)寬度輸出電壓電流波形圖Fig.8 Output voltage and current waveform of±1%hysteresis bandwidth

圖9 ±1%～±10% 滯環(huán)寬度-諧波畸變率散點及線性擬合圖Fig.9 Total harmonic distortion and linear fitting of±1%～±10%hysteresis bandwidth

4 結(jié)束語

提出了一種恒定滯環(huán)寬度的逆變電源電壓滯環(huán)控制方式，并使用軟開關(guān)控制開關(guān)管的開通，以單相半橋逆變電源為例，在MATLAB/SIMULINK上建立了仿真，研究了恒定滯環(huán)寬度與輸出電壓諧波畸變率之間的關(guān)系。仿真結(jié)果表明，該控制方式可以使輸出電壓在電壓控制滯環(huán)內(nèi)良好的跟蹤參考電壓，滯環(huán)寬度越窄，開關(guān)器件的開關(guān)頻率越高，輸出的波形畸變率越小，輸出越接近正弦波。在滯環(huán)寬度±1%～±10%變化范圍內(nèi)，滯環(huán)寬度在參考輸出電壓中的占比x與逆變器負(fù)載輸出電壓諧波總畸變率THD（%）之間存在THD（%）＝42.284 5x＋0.587 3的函數(shù)關(guān)系。