一種單級高增益電流型光伏并網(wǎng)逆變器

茆美琴，鄭亞軍

（合肥工業(yè)大學(xué)教育部光伏系統(tǒng)工程研究中心，合肥230009）

一種單級高增益電流型光伏并網(wǎng)逆變器

茆美琴，鄭亞軍

（合肥工業(yè)大學(xué)教育部光伏系統(tǒng)工程研究中心，合肥230009）

光伏電池的輸出電壓范圍很大程度上受到諸如溫度、太陽輻射等環(huán)境因素的影響。由于在并網(wǎng)時光伏陣列較低的輸出電壓很難滿足系統(tǒng)對電壓的要求，因此，光伏并網(wǎng)逆變器需要具備較好的升壓逆變能力。在傳統(tǒng)三態(tài)電流型逆變器的基礎(chǔ)上，提出了一種新型單級電流型升壓逆變器。該逆變器采用了含有2個分別對稱的電感和二極管的無源網(wǎng)絡(luò)，在直流輸入電壓較低時仍能夠?qū)崿F(xiàn)中間母線電壓幅值的較大提升，輸出穩(wěn)定的交流電壓。分析了對該逆變器高增益的工作方式，并給出了調(diào)制策略的具體方案。通過理論分析和MATLAB仿真驗(yàn)證了該新型逆變器拓?fù)渚哂辛己玫男阅堋?/p>

單級；電流型逆變器；高增益；光伏

近年來，由于能源危機(jī)和環(huán)境問題全球化日益嚴(yán)峻，太陽能作為可再生綠色能源，是各國著力發(fā)展的新能源之一，光伏并網(wǎng)發(fā)電更具有廣闊的發(fā)展前景，被研究和發(fā)展。在光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)中，逆變器是能量轉(zhuǎn)換和控制方面的核心。其性能不僅影響和決定整個光伏并網(wǎng)系統(tǒng)是否能夠穩(wěn)定、安全、可靠、高效地運(yùn)行，也影響整個系統(tǒng)的使用壽命?；诎踩钥剂?，光伏陣列輸出電壓一般較低，不能滿足并網(wǎng)要求，且其最大功率運(yùn)行點(diǎn)電壓會隨太陽輻射強(qiáng)度及溫度的變化而變化。因此，為了確保并網(wǎng)發(fā)電以及并網(wǎng)的電能質(zhì)量，要求并網(wǎng)逆變器具有較寬的直流輸入電壓范圍，即較高的升壓逆變能力。

為了解決上述問題，一般有2種常見方式來提高逆變器電壓輸出增益：一種是在逆變器后面加入一個工頻升壓變壓器，另一種是采用多級式級聯(lián)逆變器的結(jié)構(gòu)[2]。前者由于工頻變壓器的存在，會增加系統(tǒng)的體積重量和成本，使系統(tǒng)的功率密度大為降低，效率較為低下，同時造成噪聲污染；而后者中由于DC/DC升壓部分電路的占空比有限，升壓能力會受到限制，而該種結(jié)構(gòu)盡管效率較高，但其拓?fù)潆娐份^復(fù)雜，功率器件多，成本較高。近年來，單級升壓逆變器因其所具備的高效性、可靠性以及低成本特性而成為了研究的熱點(diǎn)[1]。Z源逆變器[6]和準(zhǔn)Z源逆變器[7]雖然顯現(xiàn)了獨(dú)特的單級升降壓特性，也具備較寬的電壓輸入范圍，但是升壓范圍終究有限。另外，過大的直通占空比更會降低調(diào)制度和輸出電壓幅值。文獻(xiàn)[3,10,15]對一種三態(tài)電流型逆變器CSI（current source inverter）進(jìn)行了研究和分析。在傳統(tǒng)CSI基礎(chǔ)上，三態(tài)CSI通過增加了一個額外的開關(guān)管 ，消除了傳統(tǒng)CSI控制的輸出傳遞函數(shù)右半平面零點(diǎn)，并且有效地提高了動態(tài)響應(yīng)，逆變器的穩(wěn)態(tài)電壓增益也略有提升。

為了確保逆變器擁有更高升壓能力的同時具備較好的動態(tài)響應(yīng)，可以將傳統(tǒng)三態(tài)CSI的直流側(cè)電感替換為一種簡單的無源電感網(wǎng)絡(luò)。本文提出了一種新型單級高增益三態(tài)CSI拓?fù)洌瑢λ岢鲂滦湍孀兤魍負(fù)涞墓ぷ髟砗透叻€(wěn)態(tài)電壓增益特性進(jìn)行了分析，并且給出了調(diào)制方式和仿真結(jié)果。

1 逆變器拓?fù)浜凸ぷ髟?/h2>

高增益三態(tài)三相CSI是在傳統(tǒng)CSI拓?fù)涞幕A(chǔ)上，通過引入一個反向并有單開關(guān)管SW0的無源電感網(wǎng)絡(luò)來替代原位于直流側(cè)的儲能電感，如圖1所示。該無源網(wǎng)絡(luò)包含2個在數(shù)值上完全相同的電感 L1、L2以及 3 個二極管 D7、D8、D9。

圖2所示為逆變器工作狀態(tài)簡化電路，圖中的三相交流側(cè)是經(jīng)過delta等效變換的負(fù)載和2階LC濾波器。高增益三態(tài)CSI將工作于3種狀態(tài)：直通狀態(tài)、有源狀態(tài)和續(xù)流狀態(tài)，這與傳統(tǒng)三態(tài)CSI相類似。文獻(xiàn)[3]詳細(xì)分析了三態(tài)CSI的3種工作狀態(tài)及其在動態(tài)性能上的良好改善。由于直流側(cè)無源網(wǎng)絡(luò)不同，圖2所示的高增益三態(tài)CSI的工作狀態(tài)不同于傳統(tǒng)三態(tài)CSI。

圖1 高增益三態(tài)三相CSI拓?fù)銯ig.1 Topology for high gain tri-state CSI

圖2 高增益三態(tài)三相CSI工作狀態(tài)Fig.2 Operation states for high gain tri-state CS

圖1中，當(dāng)開關(guān)管SW0關(guān)斷時，對于上橋臂開關(guān)管 （SW1、SW3、SW5）和下橋臂開關(guān)管（SW4、SW6、SW2），將任意橋臂的上、下開關(guān)管同時導(dǎo)通會使逆變器工作于直通狀態(tài)。圖2（a）為逆變器工作于直通狀態(tài)的簡化電路拓?fù)?，由于某橋臂上、下開關(guān)管都導(dǎo)通使該橋臂發(fā)生短路，二極管D7和D8因正向偏置而導(dǎo)通，D9因反向偏置而關(guān)斷。因此，L1和L2相互并聯(lián)，直流電源對電感L1、L2同時充電。該逆變器工作于直通狀態(tài)的狀態(tài)方程為

式中：iL為電感網(wǎng)絡(luò)電流，是電感L1和L2（L1=L2=L）上流過電流的代數(shù)和；if為濾波電感Lf上所流過電流；vout為逆變器輸出交流線電壓。

當(dāng)逆變器工作于有源狀態(tài)時，開關(guān)管SW0關(guān)斷，任意兩橋臂中，一個橋臂的上開關(guān)管和另一橋臂的下開關(guān)管同時導(dǎo)通。此時二極管D9正向偏置，二極管D7和D8反向偏置，直流源與電感網(wǎng)絡(luò)中的電感L1、L2相串聯(lián)，共同對交流側(cè)相間負(fù)載放電。圖2（b）為逆變器工作于有源狀態(tài)的電路簡化拓?fù)?。有源狀態(tài)的動態(tài)狀態(tài)方程為

由于直流側(cè)電感電流不允許開路，故傳統(tǒng)CSI橋臂不能同時斷開，而高增益三態(tài)CSI可以存在所有橋臂開路的狀態(tài)。在圖2（c）中，當(dāng)開關(guān)管SW0閉合，高增益三態(tài)CSI工作于續(xù)流狀態(tài)時，橋臂都是開路的，但是電感網(wǎng)絡(luò)的電流可以通過SW0所在支路進(jìn)行續(xù)流，避免了橋臂全部開路引起的電感電流開路。在該狀態(tài)下，無源網(wǎng)絡(luò)的工作方式與有源狀態(tài)一致，儲存在電感L1和L2內(nèi)的電能基本沒有損耗（L1、L2較為理想時），則續(xù)流狀態(tài)狀態(tài)方程為

假設(shè)，開關(guān)周期為T，直通狀態(tài)占空比為Ds，有源狀態(tài)占空比為Da，續(xù)流狀態(tài)占空比為D0，3種占空比之和Ds+Da+Do=1。因此，這3個維度的控制占空比可以靈活控制。由式（1）～式（3），通過狀態(tài)空間平均法可得到逆變器在單開關(guān)周期內(nèi)的狀態(tài)平均表達(dá)式，即

（5）設(shè)置沖刺規(guī)劃會。團(tuán)隊負(fù)責(zé)人交底需要完成產(chǎn)品訂單中的哪些訂單項。團(tuán)隊決定在下一次沖刺中他們能夠承諾完成多少訂單項。在沖刺的過程中，沒有人能夠變更沖刺內(nèi)容。團(tuán)隊必須在沖刺階段自主工作。

對比式（5）～式（8），當(dāng) Da交流量為 0 不存在擾動時，則式（5）和式（6）在頻域右半平面內(nèi)不存在零點(diǎn)，系統(tǒng)是穩(wěn)定的；而即便Ds不存在擾動，式（7）和式（8）在頻域右半平面依然存在一個零點(diǎn)，系統(tǒng)是不穩(wěn)定的。因此，為了獲得比較好的動態(tài)響應(yīng)，在進(jìn)行PWM調(diào)制時可以保持Da為定值。

2 穩(wěn)態(tài)電壓增益

相比于傳統(tǒng)CSI，三態(tài)CSI消除了控制/輸出傳遞函數(shù)右平面零點(diǎn)效應(yīng)[3]，具備良好動態(tài)響應(yīng)，同時穩(wěn)態(tài)電壓增益也得到了提高。然而，本文所提出的逆變器保持了三態(tài)CSI優(yōu)越動態(tài)性能，同時進(jìn)一步提高了穩(wěn)態(tài)電壓增益。單開關(guān)周期T內(nèi)，根據(jù)圖2所示工作狀態(tài)，假設(shè)兩電感參數(shù)基本一致，對電感L1或L2進(jìn)行伏秒平衡，得

對式（9）變換可得到高增益三態(tài)三相CSI穩(wěn)態(tài)電壓增益為

三態(tài)CSI的電壓增益表達(dá)式[3]為

圖3 三態(tài)CSI和高增益三態(tài)CSI電壓增益對比Fig.3 Comparison between high gain tri-state CSI and tri-state CSI

調(diào)節(jié)相互獨(dú)立的參數(shù)Ds和D0并保持Da不變，三態(tài)CSI和高增益CSI都可以獲得較寬的電壓增益范圍。但是對比式（10）和式（11）可知，理論上高增益三態(tài)逆變器的穩(wěn)態(tài)電壓增益均為三態(tài)CSI的2倍。保持有源占空比Da不變，改變直通占空比Ds，可得到的三態(tài)CSI和高增益三態(tài)CSI的電壓增益曲線如圖3所示。通過以上理論分析和對比發(fā)現(xiàn)，高增益三態(tài)逆變器的升壓能力有顯著提升。文獻(xiàn)[3,15]中，有源占空比Da保持不變而Ds可變，也可讓兩個參數(shù)同時可變。該特性使輸入/輸出功率能夠獨(dú)立地被控制，也使MPPT輸入和逆變器輸出電流有較小的THD，從而使逆變器能更好地應(yīng)用于光伏并網(wǎng)系統(tǒng)[12，15]。

3 改進(jìn)型的PWM調(diào)制策略

三態(tài)CSI的調(diào)制策略可適用于高增益三態(tài)CSI，本文采取一種改進(jìn)型PWM調(diào)制方式[8]。

傳統(tǒng)CSI與改進(jìn)型CSI調(diào)制方式的對比說明，如圖4所示，圖中的載波均為三角波。圖4（a）中的三相正弦調(diào)制波Urefa、Urefb和Urefc與三角波相比較，生成能夠分別控制傳統(tǒng)CSI開關(guān)管 {SW1,SW4}、{SW3,SW6}和 {SW5,SW2}的控制信號。 對圖 4（a）中三相調(diào)制波進(jìn)行修正，得到圖4（b）中的Ua和 U'a，Ub和 U'b，Uc和 U'c。

式中：T1=T0/T；T2=T0/（3T）；x 和 y 分別為同橋臂的上、下半橋臂， x={a，b，c}，y={a'，b'，c'}； max（）， mid（），min（）分別表示最大值、中間值和最小值函數(shù)，Umax=max （Urefa,Urefb,Urefc）=Urefa，Umid=mid （Urefa,Urefb,Urefc）=Urefb,Umin=min （Urefa,Urefb,Urefc）=Urefc；Uoff是為獲得較高質(zhì)量波形作的偏移[8]，Uoff=－0.5（Umax+Umin）。

圖4 傳統(tǒng)CSI和改進(jìn)型CSI調(diào)制方式的實(shí)現(xiàn)Fig.4 Implementation for conventional and improved CSI modulation

圖4（b）中，Urefa修正后得到的調(diào)制波Ua和U'a與載波分別相交于（t1-T0/2）和（t1-T0/6），并形成陰影區(qū)域 [1,0,0,1,1,1]（開關(guān)管[SW1,SW3,SW5,SW4,SW6,SW2]狀態(tài)）用“1”表示導(dǎo)通，“0”表示關(guān)斷；Urefb修正后的調(diào)制波Ub和U'b與載波分別相交于（t2-T0/6）和（t2+T0/6），形成陰影區(qū)域[1,1,0,0,1,1]；Urefc修正后的調(diào)制波 Uc和U'c，與載波分別相交于（t3+T0/6）和（t3+T0/2），形成陰影區(qū)域[1,1,1,0,0,1]（由于載波對稱性，右半周期不再敘述）。對比圖（a）和圖（b），有源狀態(tài)[1,0,0,0,1,1]和[1,1,0,0,0,1]分別整體向左和右平移了T0/6，將部分傳統(tǒng)零電壓狀態(tài)轉(zhuǎn)變續(xù)流狀態(tài)（陰影區(qū)域），而單周期內(nèi)有源狀態(tài)時間卻沒改變。

由于開關(guān)管SW0在有源和直通狀態(tài)時一直關(guān)斷，在續(xù)流狀態(tài)時一直導(dǎo)通，且在續(xù)流狀態(tài)橋壁開關(guān)管是全部斷開的，因此可以據(jù)此對SW0進(jìn)行控制。按照調(diào)制得到的6路獨(dú)立控制信號與所需控制信號間的映射關(guān)系，對6路獨(dú)立信號邏輯映射出用于高增益三態(tài)CSI的控制信號。

4 仿真與結(jié)果

本文通過MATLAB/Simulink平臺對高增益三態(tài)CSI進(jìn)行了該逆變器開環(huán)帶負(fù)載情況、與同條件下三態(tài)CSI仿真結(jié)果[13]比較以及所搭建的光伏并網(wǎng)系統(tǒng)模型的仿真。

4.1 開環(huán)帶負(fù)載仿真

設(shè)Da為0.5，且不變，改變D0和Ds進(jìn)行仿真。在輸入電壓Vdc為60 V時不同D0下，高增益三態(tài)CSI和三態(tài)CSI三相輸出交流相電壓仿真結(jié)果分別如圖5和圖6所示。

由式（10）、式（11）計算出高增益三態(tài) CSI和三態(tài) CSI輸出相壓峰值 Vout1h、Vout2h和 Vout1、Vout2，即

由于三相調(diào)制時存在的偏移量，實(shí)際穩(wěn)態(tài)電壓增益需乘1.15。比較仿真和理論值，兩者比較吻合。對比圖5和圖6中兩逆變器在同條件下的仿真結(jié)果，高增益三態(tài)CSI的逆變升壓能力比三態(tài)CSI要優(yōu)越得多。

4.2 應(yīng)用于光伏并網(wǎng)系統(tǒng)仿真

為了測試高增益三態(tài)CSI用于光伏并網(wǎng)系統(tǒng)的適用性和性能，搭建了光伏并網(wǎng)系統(tǒng)的模型，對該逆變器在MATLAB/Simulink上進(jìn)行仿真。該系統(tǒng)控制策略，主要包含直流側(cè)MPPT控制[14]、交流側(cè)功率前饋控制[12]以及改進(jìn)型SPWM控制，如圖7所示。為了便于實(shí)現(xiàn)，MPPT控制采用了傳統(tǒng)的擾動觀測法。光伏系統(tǒng)相關(guān)參數(shù)設(shè)定為：光伏模塊開路電壓為408.5 V，短路電流為11.7 A，最大功率點(diǎn)電壓為11.24 A，最大功率為3 784 W；直流側(cè)電容為1 500 μF，直流側(cè)電感L1和L2均為5 mH；濾波電容為10 μF，濾波電感1 mH；電網(wǎng)相壓有效值為220 V。設(shè)定載波頻率為10 kHz，光伏組件工作環(huán)境為標(biāo)況（溫度 T=25℃，光照 S=1 000 W/m2）。

圖5 D0=0.1，Ds=0.4時三相輸出線電壓對比Fig.5 Comparison of output line voltages for high gain tri-state and tri-state CSI when D0=0.1，Ds=0.4

圖6 D0=0.3,Ds=0.2時三相輸出線電壓對比Fig.6 Comparison of output line voltages for high gain tri-state and tri-state CSI when D0=0.3,Ds=0.2

圖8為光伏并網(wǎng)系統(tǒng)仿真結(jié)果。由圖可見系統(tǒng)穩(wěn)定時，直流側(cè)光伏輸出電流和電壓保持穩(wěn)定，交流側(cè)輸出電壓和電流THD約為4.01%，波形質(zhì)量較好，這表明高增益三態(tài)CSI能夠有效應(yīng)用于光伏并網(wǎng)。為了滿足并網(wǎng)要求，三態(tài)CSI并網(wǎng)系統(tǒng)光伏組件輸出直流電壓至少為153 V；而高增益三態(tài)CSI需要提供的電壓僅為102 V。由此看來，高增益三態(tài)CSI在光伏輸出低電壓時仍能滿足并網(wǎng)要求，能夠很好地逆變，說明該逆變器具備滿足并網(wǎng)要求的較寬電壓范圍。該特性將會減少直流側(cè)光伏組件的串接數(shù)量，避免由于低光照和低溫環(huán)境所引起的輸出電壓不足問題。

圖7 高增益三態(tài)三相光伏并網(wǎng)系統(tǒng)控制策略Fig.7 Control strategy for high gain tri-state three phases CSI in PV grid-connected system

圖8 光伏并網(wǎng)系統(tǒng)仿真結(jié)果Fig.8 Simulation results of PV grid-connected system

5 結(jié)語

本文提出了一種適用于光伏并網(wǎng)的單級高增益三態(tài)CSI。該逆變器在三態(tài)CSI基礎(chǔ)上引入電感網(wǎng)絡(luò)替代了原直流側(cè)電感，理論上使得逆變后的穩(wěn)態(tài)電壓增益幾乎增加了1倍；同時，通過對直通占空比進(jìn)行控制，使得輸出母線電壓獲得很大程度的提升。理論分析和仿真結(jié)果表明，本文所提出的逆變器克服了大多單級型逆變器升壓能力較低的不足，同時能很好地應(yīng)用于光伏并網(wǎng)系統(tǒng)。

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茆美琴

茆美琴（1961－）,女，中國電源學(xué)會會員，通信作者，博士，教授，研究方向：電力電子技術(shù)在可再生能源發(fā)電系統(tǒng)中的應(yīng)用、 微網(wǎng)系統(tǒng)，E-mail：pvcenter@hf ut.edu.cn。

鄭亞軍（1989－），男，碩士，研究方向：電力電子技術(shù)在微電網(wǎng)中的應(yīng)用，E-mail：869082186@qq.com。

A Single-stage High Gain Current Source Inverter for Grid-connected Photovoltaic System

MAO Meiqin,ZHENG Yajun
（Reach Center for Photovoltaic System Engineering of Ministry of Education,Hefei University of Technology,Hefei 230009,China）

The output voltage range of photovoltaic（PV） cells is widely influenced by the environment factors,such as temperature,solar radiation,etc.Since the lower output voltage of solar array can hardly meet the requirements for grid-connected operation of the system,the better voltage boosting capacity is necessary for the PV grid-connected inverter.Based on the tranditional tri-state current source inverter,this paper presents a novel single-stage high gain current source inverter（CSI）.The topology of the pro-posed inverter is derived from tri-state current source inverter by replacing the inductor in dc side with an impedance network consisting of two symmetrical inductors and three diodes separately,obtaining a much high voltage in dc bus and increases the ac output voltage amplitude.Theoretical analysis of operation modes and high voltage gain performance for the proposed inverter is presented，followed by the simulation of the proposed inverter in grid-connected photovoltaic system carried out on MATLAB.

single-stage;current source inverter（CSI）;high-gain;photovoltaic

10.13234/j.issn.2095-2805.2017.6.82

TM464

A

2016-03-08；

2016-06-12

國家自然科學(xué)基金資助項目（51577047）；高等學(xué)校博士學(xué)科點(diǎn)專項科研基金資助項目（20130111110005）

Project Supported by the National Natural Science Foundation of China（51577047）;Specialized Research Fund for the Doctoral Program of Higher Education（20130111110005）