高能效、高可靠性和高功率密度的同步降壓穩(wěn)壓器的設計

一、前言

同步降壓穩(wěn)壓器是一種常用的電源 ，隨著各類應用要求的不斷提高，行業(yè)越來越趨向于追求高能效、高可靠性、高功率密度的設計方案。比如 應用于無線局域網的負載點(PoL)電源，輸入電壓越來越寬，工作頻率、功率密度也越來越高，隨著技術的發(fā)展，甚至可將整個電源系統集成在單個封裝中。

同步降壓穩(wěn)壓器其電路結構本身非常簡單， 但要完成高效可靠的同步降壓穩(wěn)壓器的設計，還是有著不少的技術挑戰(zhàn)，必須對穩(wěn)壓器電路的各種工作狀態(tài)有著非常深入、透徹的了解，同時還需完成大量的計算工作。

本文將介紹快速設計出高效可靠的同步降壓穩(wěn)壓器的技術和方法， 以及安森美半導體的 Power Supply WebDesigner在線設計工具，以便 解決所面臨的技術挑戰(zhàn)。

二、動態(tài)性能的設計

設計一個可靠的同步降壓穩(wěn)壓器，首先必須滿足其動態(tài)性能指標，如負載響應能力。而輸出電感、電容的選擇會直接影響到穩(wěn)壓器的動態(tài)性能，所以同步降壓穩(wěn)壓器的功率電路設計通常是從選擇輸出電感和電容開始。

1、選擇電感

從電路設計的角度，為實現快速瞬態(tài)響應， 必須選擇盡可能小的輸出濾波電感和最小的輸出電容。然而小的電感值會增加電感電流紋波，導致電感中有效電流值增加而使得導通損耗增大，同時所導致的峰值電流的增加，也會大大增加控制管的開關損耗。

使用大電感，可減小電感中的電流紋波，從而降低穩(wěn)態(tài)輸出電壓紋波，所導致的低峰值電流也有助于降低MOSFET的開關損耗，但電感太大不僅會導致相對較大的直流阻抗，產生較高的電感損耗，還會降低穩(wěn)壓器的負載響應能力，從而降低穩(wěn)壓器的動態(tài)性能。

為選擇適當的電感，通?？杉俣娏骷y波為電感平均電流的30%，然后根據下面的公式直接計算出合適的電感值：

其中，ΔILO—電流紋波；

fSW—開關頻率。

2、選擇電容

最小輸出電容的選擇必須考慮到兩個因素，一是穩(wěn)態(tài)下輸出電壓紋波的要求，二是當負載從滿載到空載突變時所允許的最大輸出過沖電壓。

但輸出電容也不是越大越好，太大的輸出電容及電容本身的寄生串聯電阻會影響到穩(wěn)壓器輸出電路的性能以及當負載突變時穩(wěn)壓器的瞬態(tài)響應能力。

通常，輸出電容應首選：有較小等效串聯電阻(ESR)的電容， 以便降低交流損耗和輸出紋波； 有較小等效串聯電感(ESL)的電容， 以便在負載突變時抑制輸出偏差。

三、能效設計

作為控制管和同步整流開關， 功率MOSFET廣泛用于降壓穩(wěn)壓器中，其功率消耗占穩(wěn)壓器功率損耗的大部分，通常決定了穩(wěn)壓器的整體能效。

1、選擇最佳的MOSFET

針對不同的設計要求，比如是想要成本最低，還是想要損耗最低，又或是想要封裝盡可能小等等，需要選擇不同的MOSFET。

考慮到額定電流通常與MOSFET成本成正比，有的設計會根據額定電流的大小來選擇MOSFET，希望以此來控制產品成本；為最大限度地降低導通損耗，有的設計則會選擇具有最低導通電阻RDS(on)的MOSFET；還有的根據質量因數(FOM)=RDS(on)×QG(TOT)來進行選擇，希望能平衡導通損耗和開關損耗……這些依賴于參數的選擇方法其實都有不足。使用額定電流及電壓的方法沒有考慮具體的開關損耗；而最低RDS(on)法，成本可能會佷高，且MOSFET寄生電容可能導致更低的能效；FOM法則不能預測能效或成本。

因此，無論是為了降低成本，提高能效，還是為了設計更緊湊的產品，必須完整計算出電路損耗及工作溫度，才能確保設計出的產品能工作在可靠的工作溫度范圍，達到最佳的能效。

2、計算MOSFET的損耗

在計算損耗前，需要先了解MOSFET在同步降壓穩(wěn)壓器中的工作機制。圖1所示為簡化的穩(wěn)壓器的功率電路原理圖，其中Q1為控制管，Q2為同步管。

同步降壓穩(wěn)壓器主要有3種工作狀態(tài)，其開關順序是A-B-C-B-A，如圖2所示。

狀態(tài)A：控制管導通，輸入電流經過控制管、電感傳送到輸出端；

狀態(tài)B：控制管和同步管同時關斷，電感儲能通過同步管的寄生二極管放電，傳送到輸出端；

狀態(tài)C：同步管導通，電感儲能通過同步管放電，傳送到輸出端。

MOSFET的功耗包括控制管和同步管的導通損耗PCOND、開關損耗PSW、柵極驅動損耗PRgate。在140kHz頻率下導通損耗幾乎占總功耗的70%。隨著頻率升高，總功耗中逐漸以開關損耗PSW為主。

（1）控制管Q1的損耗計算

Q1工作在硬開關條件下，在小占空比或高頻(〉MHz)時以開關損耗為主，開關性能受同步管Q2影響：快速di/dt可導致反向恢復損耗增加，快速dv/dt有可能引起Q2誤導通，造成Q1、Q2直通現象，導致額外的損耗。另外，值得注意的是，由Q2體二極管導致的反向恢復損耗、Q2輸出電容導致的輸出電容損耗主要耗散于控制管Q1上[1,2]。因此，在計算Q1的開關損耗和溫度時必須綜合考慮到Q2的影響。另外，Q1的導通阻抗隨結溫上升而上升。結溫越高，導通阻抗越高，導通損耗就越高，使得結溫進一步上升。因此，對Q1的導通損耗必須循環(huán)反復計算，直到管子的溫度計算結果穩(wěn)定下來。

對于高頻應用(〉MHz)，控制管Q1的選用應針對降低開關損耗進行優(yōu)化。圖3為Q1開關損耗PSW和柵極開關電荷QG(SW)計算示意圖，Q1總損耗的計算公式如下：

其中，PCOND—導通損耗；

PSW—開關損耗；

PRgate—柵極驅動損耗。

其中，IRMS(Q1)—流過MOSFET的有效輸入電流值；

RDS(on)—導通阻抗；

η—期望效率；

其中，PGDRV—儲存在柵極電容的能量；

RGATE—外部柵極阻抗；

RDAMP—連接于驅動器與MOSFET柵極間的外加電阻，用于防止MOSFET開通過快時可能造成的柵極信號高頻振蕩；

RDRV(SRC)—當Q1導通時Q1驅動器的內部阻抗；

RDRV(SNK)—當Q1關斷時Q1驅動器的內部阻抗；

QG(TOT)—柵極總充電電荷；

VGATE—柵極電壓。

其中，PCoss—輸出電容損耗，Q2輸出電容損耗主要耗散于Q1上；

PQrr—Q2體二極管導致的反向恢復損耗，主要耗散于Q1上；

ILval—電感谷底電流，即控制管開通瞬間時輸出電感中的電流；

ILpk—電感在一個線性周期內的最大峰值電流；

IDRV(SRC)—當Q1導通時Q1驅動器的內部電流；

IDRV(SNK)—當Q1關斷時Q1驅動器的內部電流；

ts(on)—Q1導通時間；

ts(off)—Q1關斷時間；

Qrr—Q2體二極管反向恢復充電電荷；

QG(SW)—柵極開關電荷；

QGD—柵漏充電電荷；

QGS—柵源充電電荷；

Coss—Q2輸出電容；

gFS—MOSFET的正向跨導。

Q1的導通損耗PCOND隨輸入電壓Vin增加而降低，開關損耗PSW隨Vin增加而增加，柵極驅動損耗PRgate與Vin無關。當Vin為最大或最小時，Q1的總損耗最大。

（2）同步管Q2的損耗計算

Q2工作在零電壓開關(ZVS)條件下，當fSW〈1.5 MHz時通常以導通損耗為主，在選擇Q2時，建議選用具有低FOM（低RDS(on)×QG(TOT)）的MOSFET，以降低Q2的總損耗，或者低QGD/QGS比率(〈1)以防止快速dv/dt引起Q1、Q2的直通現象。對于高頻應用，選用集成肖特基體二極管的MOSFET，以降低反向恢復損耗以及二極管導通損耗。

圖4 為Q2開關損耗PSW計算示意圖，Q2的損耗計算公式如下：

其中，PDcond—Q2二極管導通損耗，在死區(qū)時間，MOSFE都是關斷的，體二極管（或并聯的肖特基）在傳導電感電流；

其中，tdead(on)—在檢測到Q1柵極關斷和Q2的柵極驅動電壓VGS達到閾值之間的總的死區(qū)時間；

tdead(off)—在檢測到Q2柵極關斷和Q1導通之間的總的死區(qū)時間；

tdelay(on)—導通延遲時間，在檢測到Q1柵極關斷和Q2開始導通之間，驅動器的內部調節(jié)的或可編程的延遲時間（自適應死區(qū)時間）；

tdelay(off)—關斷延遲時間，在檢測到Q2柵極關斷和Q1開始導通之間，驅動器的延遲通常遠遠超過tdelay(on)以避免誤觸發(fā)Q2；

VDRIVE—柵極上的電壓幅度；

VTH—閾值電壓。

其中，RDRV(SRC)—Q2導通（源電流）時Q2驅動器的內部阻抗；

RDRV(SNK)—Q2關斷（汲電流）時Q2驅動器的內部阻抗。

其中，t2R—Q2開通時溝道電流上升時間段t2；

t3R—Q2開通時溝道電流上升時間段t3，在此期間體二極管關斷；

t2F—Q2關斷時溝道電流下降時間段t2；

t3F—Q2關斷時溝道電流下降時間段t3，在此期間體二極管開通；

K2R、K3R、K2F、K3F—為簡化計算公式而引入的變量；

Ciss—當VDS接近0V時的輸入電容，約為數據表中Ciss典型值的1.25倍；

VF—肖特基二極管的壓降，約為0.6V；

VSPEC—當MOSFET阻抗為RDS(on)時的柵極電壓；VSP—米勒平臺電壓。

其中，TJ—工作結溫

RθJA—結 -環(huán)境熱阻；

TA—環(huán)境空氣溫度。

Q2的導通損耗PCOND隨Vin升高而增加，開關損耗PSW只是隨著Vin升高而略微增加。而Q2的寄生二極管導通損耗PDcond和柵極驅動損耗PRgate都與Vin無關。因此，當Vin為最大時，Q2損耗最大。

綜上所述，當Vin為最大或最小時，Q1+Q2總的損耗最大。進行計算時，必須同時考慮Q1和Q2的相互影響。

四、設計示例

以下通過一個設計示例, 演示如何完成控制管Q1和同步管Q2的優(yōu)化選擇。如果要設計一個輸出為5V、10A的同步降壓穩(wěn)壓器，其輸入電壓Vin=8～16V，工作頻率fSW=350kHz?？紤]到20%的安全裕量及開關節(jié)點的電壓振蕩，可初步選擇額定電壓30V以上、額定電流IDCONT額定值≥定值≥T電流關的MOSFET。然后，根據具體的應用要求，確定MOSFET的封裝要求。為簡化演示，我們選擇采用5×6mm PQFN (Power 56) 封裝的器件。

綜合以上選擇條件，安森美半導體的產品陣容中有超過150個器件供選擇，我們需再進一步從中挑選出合適的Q1和Q2。同樣為簡化演示，我們將列出用于Q1和Q2的各12個器件。

對 于Q2，Vin=Vin-max時損耗最大。圖5所示的12個器件中，FDMS7656AS有最低的最大損耗。但由于Q2寄生參數會影響Q1的 開關損耗，最小Q2損耗通常并不意味著最佳的總能效。必須比較Q1及Q2的總功耗來找到最佳的Q2以實現最高能效。

對于Q1，Vin=Vin-max或Vin-min時損耗最大。圖6所示12個器件中，FDMS8027S和FDMS8023S分別在Vin=Vin-max或Vin-min時有最低的最大損耗的Q1。

為優(yōu)化轉換器能效，首先根據Vin選擇損耗最小的Q1，然后選擇產生損耗最小的Q2。本例中，無論Vin最小或最大，最佳的Q2是相同的，都為FDMS7658AS（但并不總是如此，特別是具有寬Vin范圍或高fSW時），見表1。

表1 優(yōu)化組合Q1和Q2

由于當Vin=Vin-max或Vin-min時，Q1+Q2總的損耗最大，我們需對總的損耗進行對比，選擇最大損耗最低的最佳組合。如表2所示，選用FDMS8027S為Q1，FDMS7658AS為Q2時，Q1+Q2的最大損耗最低。

表2 優(yōu)化組合Q1和Q2 —總的損耗PQ1+Q2 對比

上述設計示例表明，在設計同步降壓穩(wěn)壓器時，為選擇最佳的Q1和Q2需進行大量繁瑣復雜的計算。為 更快速完成高效可靠的設計，可選用安森美半導體的在線設計平臺Power Supply WebDesigner以加速FET優(yōu)化，如圖7所示 。

通過在線設計平臺Power Supply WebDesigner里的Synchronous Buck功率回路損耗分析工具Power Train Loss，可輕松對比合格MOSFET器件的數據及性能，自動排除超過TJ限制的器件，選擇設計裕量和工作溫度范圍，選擇單個或雙重封裝的MOSFET，根據額定電壓、電流或封裝篩選器件，添加并聯器件和柵極阻尼電阻， 立即計算出不同的Q1+Q2組合的損耗。

在完成選定Q1和Q2后，可獲得輸入電壓笵圍和負載笵圍內功率回路的各類損耗和能效曲線，并根據各類曲線和功率回路能效匯總表針對不同的設計進行完整的分析、比較。

六、總結

為滿足行業(yè)高能效、高可靠性和高功率密度的設計趨勢，在進行同步降壓穩(wěn)壓器的設計時，需從動態(tài)性能、能效設計等方面綜合考慮。通過仔細調整元器件值，能夠相對容易地實現優(yōu)化的動態(tài)性能，但處理和優(yōu)化MOSFET功耗的技術通常較為繁瑣復雜。Power Supply WebDesigner可幫助簡化設計流程，加速MOSFET優(yōu)化選擇。

（本文由安森美半導體供稿）