一種輔助諧振變換極軟開關(guān)電路在UPS中的應(yīng)用

馬駿杰 王旭東 王振東

摘要：為實(shí)現(xiàn)UPS高頻機(jī)在高開關(guān)頻率工作的同時(shí)，減低功率開關(guān)器件的損耗，輔助諧振變換極軟開關(guān)（auxiliary resonant commutated pole，簡稱ARCP）技術(shù)可作為解決措施。傳統(tǒng)的ARCP電路能夠解決主管的軟開關(guān)，但同時(shí)還引入了輔管的關(guān)斷損耗。因而工作在較高開關(guān)頻率下系統(tǒng)的整機(jī)效率會下降，不能將其應(yīng)用于實(shí)際產(chǎn)品中。本文在傳統(tǒng)的基于半橋ARCP軟開關(guān)電路的基礎(chǔ)上，詳細(xì)介紹了諧振器件設(shè)計(jì)的關(guān)鍵點(diǎn)并給出了以CPLD為控制核心的輔管驅(qū)動(dòng)邏輯解決方案以解決其零點(diǎn)流關(guān)斷。最后對某大型UPS進(jìn)行軟開關(guān)的軟硬件改進(jìn)，實(shí)驗(yàn)證明了應(yīng)用此電路實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)“提高頻率、不降低效率”的目的。

關(guān)鍵詞：輔助諧振變換極（ARCP）；開關(guān)邏輯；整機(jī)效率；開關(guān)損耗

DOI：1015938/jjhust201705007

中圖分類號： TM464

文獻(xiàn)標(biāo)志碼： A

文章編號： 1007-2683（2017）05-0035-05

Application of a Novel ARCP Circuit in UPS

MA Junjie1，2，WANG Xudong2，WANG Zhendong2，HU Mingbao1

（1Rongcheng Campus， Harbin University of Science and Technology， Rongcheng 264300， China；

2School of Electrical and Electronic Engineering，Harbin University of Science and Technology， Harbin 150080， China）

Abstract：In order to reduce the loss of the power switching device and improve the efficiency of the UPS system， the ARCP soft switching technology can be used Although some ARCP circuits can realize the soft switching in the main circuit， they decreased the efficiency of the system because of the loss of the auxiliary device in a higher switching frequency To guarantee the efficiency in the higher frequency， this paper introduces a new ARCP circuit principle， the design procedure of the devices and the switching logic Through improving the original software and hardware in a large UPS， the experimental result can prove the practicability of the circuit and the switching logic

Keywords：auxiliary resonant commutated Pole（ARCP）； switching Logic； system efficiency； switching loss

收稿日期： 2016-01-20

基金項(xiàng)目： 國家自然科學(xué)基金（51177031） ；廣東省重大科技專項(xiàng)項(xiàng)目 （2015B010118003） ；山東省高等學(xué)?？萍加?jì)劃項(xiàng)目 （J17KB136）

作者簡介：

馬駿杰（1982—），男，博士研究生，講師，Email：m92275@126com；

王旭東（1958—），男，博士，博士研究生導(dǎo)師；

王振東（1994—），男，碩士研究生

0引言

為了既保證UPS系統(tǒng)的高開關(guān)頻率，又減低功率開關(guān)器件的損耗，輔助諧振變換極（簡稱ARCP）軟開關(guān)電路可作為很好的解決措施。某些ARCP電路盡管能夠很好的解決主管的軟開關(guān)，但同時(shí)引入了輔管的關(guān)斷損耗。部分文獻(xiàn)在降低輔管的關(guān)斷損耗時(shí)加入吸收電路，這使得整機(jī)效率提高的不夠明顯[1]；有些在移相全橋電路的基礎(chǔ)上對逆變器進(jìn)行軟開關(guān)分析取得較好的控制效果[2～5]，但對于硬件結(jié)構(gòu)為三相半橋逆變器而言，很難對現(xiàn)有拓?fù)溥M(jìn)行修改，只能重新設(shè)計(jì)，不具備硬件系統(tǒng)的可移植性。

本文介紹了一種新型的半橋結(jié)構(gòu)的ARCP軟開關(guān)電路及以CPLD為核心的輔管脈沖驅(qū)動(dòng)邏輯。該電路拓?fù)鋵④涢_關(guān)與PWM相結(jié)合，在變換的初級無需額外增加輔助器件，保證系統(tǒng)在高開關(guān)頻率的前提下，既可降低原電路主功率開關(guān)管的損耗，又可提高整機(jī)效率及功率密度；同時(shí)這種基于半橋的ARCP電路只需在原有拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上加入諧振元件及輔助開關(guān)器件，并未破壞原有拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，與硬開關(guān)電路相比能夠降低主管的應(yīng)力，控制邏輯方便實(shí)現(xiàn)。

1軟開關(guān)電路及工作原理

如圖1所示的虛線部分為三相UPS主電路中整流及逆變均加入該軟開關(guān)電路的拓?fù)洌ㄖ划嫵鰡蜗啵?/p>

本文以逆變?yōu)槔瑢υ撾娐返脑砑霸O(shè)計(jì)進(jìn)行分析，如圖2所示為單相逆變ARCP軟開關(guān)電路拓?fù)洹?/p>

中點(diǎn)N和半橋輸出B增加了一個(gè)諧振支路，包括控制電流單向流動(dòng)的IGBT（SW3、SW4，統(tǒng)稱輔管）、諧振電感L2、鉗位二極管（D5、D6）及主管（SW1、SW2）兩端并聯(lián)的諧振電容C1、C2。如圖3所示為Vout處于正半周期的仿真波形，結(jié)合圖2分析其工作過程。endprint

1）T0之前初始狀態(tài)。

輸出電壓Vout處于正半周狀態(tài)，SW1關(guān)斷SW2導(dǎo)通，Vout=-Ud/2，輸出電流由B流向Vout，假設(shè)輸出電感L1>>諧振電感L2， 則在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi) L1上的電流可認(rèn)為恒定。

2）T0～T1階段。

T0時(shí)刻，輔助管SW3導(dǎo)通，A點(diǎn)電位翻轉(zhuǎn)為N點(diǎn)電位，L2因承受正向電位，I2由0線性增加。若在T1時(shí)刻I2=I1，在這段時(shí)間內(nèi)，通過SW2反相二極管續(xù)流的電流逐漸轉(zhuǎn)移到L2上，B保持N點(diǎn)電位不變。

3）T1～T2階段。

當(dāng)諧振電感電流I2=I1后，L2與C1、C2發(fā)生諧振，此時(shí)C2充電C1放電，輸出點(diǎn)電位從-Ud/2逐漸增大至N，諧振電感電流逐漸達(dá)到最大值。之后B點(diǎn)電位繼續(xù)上升至+Ud/2。由電路對稱性可知，當(dāng)I2=I1時(shí)，Vout=+Ud/2。此刻SW1兩端電容放電完畢，假設(shè)此時(shí)SW1驅(qū)動(dòng)到來，SW1實(shí)現(xiàn)了ZVS。

4）T2～T3階段。

主管SW1導(dǎo)通后，由于諧振電感兩端承受反相電壓，使得電流繼續(xù)下降，并在T3時(shí)刻降為零。由于輔管SW4始終關(guān)斷，諧振電感電流一直維持為零。

5）T3～T4階段。

諧振電感電流在T3時(shí)刻降為零后電流無法反相增大，電流一直維持零不變。T4時(shí)刻主管SW1與輔助管SW3同時(shí)關(guān)斷，輔管實(shí)現(xiàn)了零電流關(guān)斷。由于在主管兩端并聯(lián)了電容，其關(guān)斷損耗可大大降低。

總結(jié)：對于主管，由于并聯(lián)了諧振電容C，其關(guān)斷損耗可大大降低；對于輔管，由于串聯(lián)了諧振電感，輔管在導(dǎo)通時(shí)刻，電流上升速度很慢，可近似認(rèn)為無開通損耗。另外由于輔助管導(dǎo)通時(shí)間非常短（4us），其導(dǎo)通損耗可忽略，并且由于輔管關(guān)斷電流為零，因此也無關(guān)斷損耗。

由于主管無法實(shí)現(xiàn)對任何時(shí)刻的ZVS開通，所以在開通時(shí)可能會出現(xiàn)未完全諧振狀況。假設(shè)Izvs為剛好實(shí)現(xiàn)ZVS的諧振電流，I1大于或小于Izvs時(shí)，開關(guān)器件只能實(shí)現(xiàn)不完全電壓開通：當(dāng)I1Izvs時(shí)會出現(xiàn)欠諧振如圖5所示。盡管通過犧牲主管的ZVS換取了輔管的零電流關(guān)斷，但可通過嚴(yán)格的諧振元件設(shè)計(jì)及開關(guān)邏輯設(shè)計(jì)，使其導(dǎo)通壓降低于硬開關(guān)的Ud。

2諧振元件的關(guān)鍵設(shè)計(jì)

1）諧振電容設(shè)計(jì)

主功率IGBT型號為SKM300GB128D，其主關(guān)斷時(shí)間為Tf=60ns（Ic=200A），從IGBT工作原理可知由于存在拖尾電流導(dǎo)致Eoff比較大，其值與Tf有很大關(guān)系。通過增加并聯(lián)電容延長電壓上升速度，使得并聯(lián)后的Tnew=5·Tf =300ns，在Ic=200A條件下可知：

Ic=2·C·du/dt（1）

得C=37nF。實(shí)際取40nF， 考慮電壓電流以及溫升等因素，由16個(gè)MMKP8110nF/1000V串并聯(lián)組成。

2）諧振電感設(shè)計(jì)

通過電路工作原理可知，電路分為兩部分：電流線性上升階段及諧振階段。

線性階段（T0～T1）：輔管開通后，諧振電感壓差為+1/2Ud，電感電流線性上升，同時(shí)續(xù)流二極管中的電流逐漸降低，直至I2=I1。一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)I1可視為恒定，即：

I1=I2=Ud·t1/（2·L2）（2）

因而諧振電流上升到主功率電流時(shí)間為

t1=2·L2·I/Ud（3）

諧振階段（T1～T2）：諧振電流等于主功率電電流后，由于諧振電感壓差仍為+1/2Ud，因此電流繼續(xù)上升。由于I1恒定，且此時(shí)主功率開關(guān)管都處于關(guān)閉狀態(tài)，諧振電流大于主功率電流的部分通過諧振電容C1、C2進(jìn)行充放電， 即L與C發(fā)生諧振，諧振周期為：

T=2·π（L2·2·C1）1/2（4）

整個(gè)諧振時(shí)間為半個(gè)周期，故t2=05·T。由工作過程可知，若要實(shí)現(xiàn)主功率開關(guān)管的完全軟開關(guān)，需滿足：t1+t2=td（死區(qū)時(shí)間） ，即

td=2·L2·I1Ud+π·（L2·2·C1）1/2（5）

其中：Ud為母線電壓810V；C1為諧振電容40nF，td為死區(qū)時(shí)間25μs。若以額定電流峰值80%處發(fā)生完全諧振，則對于120kVA有I1=147A，由公式（5）可得L=32μH，實(shí)際系統(tǒng)采用magnetics公司77191A7coolmu磁心。

3輔管的CPLD驅(qū)動(dòng)邏輯設(shè)計(jì)

如圖7所示為ARCP電路的主管、輔管在電壓正半軸的CPLD基本控制時(shí)序。

由于諧振電感的存在，輔管可實(shí)現(xiàn)零電流開通， 為保證新增的輔管無開關(guān)損耗，輔管只能在主管的死區(qū)內(nèi)導(dǎo)通，且輔管開通時(shí)間必須足夠長，以至于實(shí)現(xiàn)零電流關(guān)斷。

從軟開關(guān)工作過程可知，當(dāng)主管開通后，諧振電流會逐漸下降到零，考慮留有一定裕度， 實(shí)際軟件設(shè)計(jì)輔管開通時(shí)間T=56μs。

軟件設(shè)計(jì)時(shí)，CLPD根據(jù)交流側(cè)的電流方向形成輔管驅(qū)動(dòng)信號，CPLD的邏輯設(shè)計(jì)時(shí)需滿足以下條件：

1）主管脈寬正常情況下（脈寬大于56μs小于10μs），輔管的脈沖信號在主管脈沖下降沿產(chǎn)生且驅(qū)動(dòng)脈沖時(shí)間固定為56μs。如圖8（a）所示，SW2與SW1驅(qū)動(dòng)信號的下降沿分別產(chǎn)生輔管SW3與 SW4的觸發(fā)信號；

2）主管的觸發(fā)脈沖過窄情況下（脈寬小于56μs），輔管觸發(fā)脈沖在主管下一個(gè)周期的下降沿關(guān)斷。如圖8（b）所示，SW1的觸發(fā)脈沖在t2～t3時(shí)間段較窄，因而SW3的觸發(fā)脈沖在SW2下降沿產(chǎn)生，在SW1下降沿關(guān)閉；

3）一個(gè)主管驅(qū)動(dòng)脈沖過寬，另一個(gè)無驅(qū)動(dòng)時(shí)，無驅(qū)動(dòng)的主管對應(yīng)的輔管無驅(qū)動(dòng)脈沖，而另一個(gè)輔管的驅(qū)動(dòng)脈寬固定為31μs。如圖8（c）所示， SW3在主管SW2下降沿產(chǎn)生觸發(fā)，SW4無觸發(fā)脈沖。

4實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析

1）采用上述設(shè)計(jì)后主管驅(qū)動(dòng)波形如圖9所示。可以看出：Vce波形明顯變好，小電流時(shí)無過諧振，大電流時(shí)諧振電流峰值變大，更有利于軟開關(guān)。

2）對試驗(yàn)樣機(jī)120kVA高頻UPS逆變模塊進(jìn)行實(shí)驗(yàn)，工作頻率為16kHz，主管死區(qū)時(shí)間為25μs，采用上述輔管控制邏輯，逆變軟開關(guān)實(shí)驗(yàn)波形如圖10所示。

3）將系統(tǒng)開關(guān)頻率由12kHz提升至16kHz后，UPS整機(jī)效率由922%提升為931%，如表1所示。

5結(jié)論

通過電路分析及實(shí)驗(yàn)結(jié)果可知，采用本文設(shè)計(jì)的以CPLD為核心的輔管驅(qū)動(dòng)邏輯方案，不但實(shí)現(xiàn)了主功率開關(guān)管的零電壓開通，還實(shí)現(xiàn)了輔管的零電流關(guān)斷。實(shí)驗(yàn)樣機(jī)的整機(jī)效率由之前12kHz的開關(guān)頻率下的923%提高到16kHz軟開關(guān)頻率下的931%，實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)“提高頻率、不降低效率”的最終目的。

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（編輯：溫澤宇）endprint