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    一種新型的緊湊型DGS共模抑制濾波器設計

    2017-11-01 07:17:41陳魯巧申振寧丁義濤
    計算機測量與控制 2017年8期
    關鍵詞:形槽阻帶插入損耗

    陳魯巧,申振寧,丁義濤

    (1.武警工程大學 研究生管理大隊13隊,西安 710086; 2.武警工程大學 信息工程系,西安 710086)

    一種新型的緊湊型DGS共模抑制濾波器設計

    陳魯巧1,申振寧2,丁義濤1

    (1.武警工程大學 研究生管理大隊13隊,西安 710086; 2.武警工程大學 信息工程系,西安 710086)

    提出一種新的UH形DGS寬帶共模濾波器,通過選擇單個DGS結構合適尺寸和諧振點,利用每個諧振器間的相互耦合,達到了面積小(8 mm×8 mm),寬阻帶(3.61~10.7 GHz)和低下限截止頻率的效果;對于差模信號,阻帶內衰減小于-1.5 dB,保持了良好的信號完整性;同時采用一種新的減小寬帶DGS結構濾波器面積的設計方法,通過改變圖形的形狀,用“C”形槽代替“U”形槽,使該DGS結構相比原有模型減小了10%,同時阻帶范圍增加了1.34 GHz。

    缺陷接地結構(DGS);寬帶濾波器;共模;信號完整性

    0 引言

    20世紀90年代,韓國學者Park等人在光子帶隙結構的基礎上提出了缺陷接地結構(DGS)。DGS結構是通過在電路的接地金屬板上刻蝕出缺陷圖案,改變襯底材料的有效介電常數(shù),從而改變微帶電路的等效電容和等效電感,使得微帶線具有帶阻效應和慢波效應,而且由于其價格低,與PCB結合時不會引入新的電磁干擾和易于提取等效電路參數(shù)的優(yōu)點,逐漸成為微波電路設計的一個研究熱點。

    DGS結構的提出,引起了越來越多的人對其傳輸特性的研究,很多新的DGS結構被提出。文獻[1]提出一種十字緊湊型低通濾波器模型,通過在頂層增加額外的諧振器使通帶變化更加陡峭。它對共模信號有2.6~1.4 HGz寬的抑制阻帶和差模信號低的插入損耗,但是不同形狀的DGS刻蝕在微帶線的接地平面上后,可能會由于相互耦合得不夠好,而使阻帶內出現(xiàn)較高的尖峰,影響微帶線的濾波特性。為解決這一問題,文獻[2]提出了在PCB板上打孔的方法,引入附加電感,有效地抑制阻帶內超過10 dB的尖峰,改善了濾波特性。DGS的形狀對微帶線的濾波特性有顯著的影響。然而刻蝕DGS單元后,增加了特性阻抗。文獻[3]提出在微帶線上加在并聯(lián)枝節(jié)的方法,改善了端口匹配特性,使濾波器的回波損耗明顯減小,但是刻蝕DGS單元后,增加了特性阻抗。

    然而如何實現(xiàn)體積小,寬帶阻功能是DGS結構設計面臨的主要問題?;诖四康?,本文提出了一種DGS結構的設計方案和思路,優(yōu)化了寬帶濾波器的濾波性能。相比于原有模型,該模型不僅面積更小,而且阻帶范圍還有所拓寬,具有較好的濾波深度。通過HFSS仿真軟件的驗證和對比,充分證明該方法的有效性和合理性。

    1 微波濾波器的基本理論

    1.1 微波濾波器的基本概念

    微波濾波器是一類無耗的二端口網絡,廣泛應用于微波通信、電子對抗、雷達及微波測量中,在系統(tǒng)中用來控制信號的頻率響應。在通過濾波器時,有用的信號幾乎沒有衰減,而無用的信號則會受到很大的抑制。

    微波濾波器的原理如圖1所示。

    圖1 濾波器的方框圖

    由于微波的波長很短,在微波電路中,元件尺寸可與電磁波比擬,甚至為波長的倍數(shù)。在某一時刻,元件中不同位置的電磁波幅度,相位是不同的。所以在分析微波電路時,不能采用集總電路的分析法,應該使用分布電路參數(shù)模型設計電路。

    1.2 微波濾波器的參數(shù)及性能指標

    在實際工作中,在截止頻率fc處,LA(dB)不可能從0直接跳變到無窮大,因此,我們用以下參數(shù)來衡量濾波器的性能:

    1)中心頻率(Center Frequency):f0=(f1+f2)/2。其中f1,f2為帶通或帶阻濾波器左、右衰減3 dB處的邊頻點。

    2)截止頻率(Cutoff Frequency):指通帶衰減3 dB時的頻點。

    3)通帶帶寬(BWxdB):帶通濾波器上限截止頻率f2與下限截止頻率f1之間即為通帶,帶寬BWxdB=f2-f1。常用表示帶寬的還有相對帶寬,其定義為(f2-f1)/f0。

    4)插入損耗(Insertion Loss)和回波損耗(Return Loss):插入損耗是指輸出端口的輸出功率與輸入端口的輸入功率之比,以dB為單位?;夭〒p耗是指端口信號輸入功率與反射功率之比的分貝(dB)數(shù)。回波損耗愈大愈好。一般要求濾波器通帶內的插入損耗大于-3 dB,通帶外抑制在-15 dB 以下。

    5)帶內波動(Passband Ripple):指通帶內插入損耗隨頻率的變化量,帶內波動越小越好。

    6)品質因數(shù)Q值(Quality Factor):品質因數(shù)Q描述了濾波器在頻率諧振點時,每周期平均儲能與一個周期平均耗能的關系,表達式如下:

    (1)

    品質因數(shù)反映了濾波器性能的好壞和頻率選擇性。Q值越高,其損耗越小,效率越高,同時對頻率的選擇性越強。

    7)群時延(Td):信號通過濾波器所需要的時間為群延時,數(shù)值上為傳輸相位函數(shù)對角頻率的導數(shù),即:

    (2)

    由于群時延的存在,信號通過微波濾波器時,信號的相位會受到一定的影響,因此,衡量濾波器性能時,群時延越小、信號越平穩(wěn)。

    對于理想濾波器,我們希望它對不需要的信號有無限大地衰減,而對有用的信號能夠無損耗地通過,然而這不可能實現(xiàn)。在實際電路中,我們根據(jù)系統(tǒng)的要求,設計符合條件的阻帶水平。因此,充分理解基本理論對濾波器的設計具有重要意義。

    2 緊湊型DGS共模濾波器分析與設計

    2.1 一種新型DGS共模抑制濾波器設計

    2.1.1 設計理念與理論模型

    圖2為提出的三極點共模濾波器模型, 通過兩個U形和一個H形圖案相互耦合,使該濾波器結構緊湊,因為兩個U形可以設計在H形兩側剩余的空間中。如圖2,耦合微帶線的線寬為0.545 mm,線間距為0.36 mm,基板材質為FR4,介電常數(shù)為4.3,厚度為0.4 mm,尺寸為50×50 mm。U形槽尺寸為(U1,U2,U3)=(2.6 mm,6 mm,0.1 mm),H形槽尺寸為(H1,H2,H3,H4)=(8 mm,6.8 mm,8 mm,0.2 mm),U形槽與H形槽的間距為g=0.4 mm。為了避免共模噪聲激勵,缺陷槽以兩根微帶線中心對稱。由于差分信號的奇模傳播,通過地面平面返回的電流密度相對較低,由缺陷接地平面引起的差模信號的回波損耗會比較小。

    圖2 UH形共模抑制濾波器模型

    2.1.2 等效電路模型及參數(shù)提取

    由于圖形是偶對稱的,U形和H形槽可以被建模為在地面上并聯(lián)的LC諧振器級聯(lián)。單個U形槽及其頻率響應仿真結果如圖3所示。

    圖3 U形槽模型及其頻率響應

    從圖中可以看出,在U形諧振器的諧振頻率6.7 GHz附近,共模噪聲可以被明顯阻斷。通過式(1)和式(2),可以提取U形槽的等效電路參數(shù)Lp=2.23 nH,Cp=0.17 pF。單個H形槽及其頻率響應仿真結果如圖4所示,它的諧振頻率為5 GHz。用同樣的方法,可以提取H形槽的等效電路參數(shù)Lp=1.95 nH,Cp=0.26 pF。

    圖4 H形槽及其頻率響應

    由等效電路可得電抗XLC可以表示為:

    (3)

    諧振頻率公式為:

    (4)

    由于U形和H形槽結構緊密,所以需要考慮它們之間的耦合。耦合的U形和H形槽等效電路如圖5所示。其耦合系數(shù)可由式(1)導出:

    (5)

    其中:Lm表示互感,fo1和fo2表示每個缺陷地圖案諧振器在沒有耦合的情況下自身的諧振頻率,f1和f2表示耦合兩個分開的諧振頻率。從耦合系數(shù)公式可以看出,在設計DGS圖案時,相鄰兩個圖案的尺寸不能相差太大,否則耦合的效果就會變差。利用耦合系數(shù)公式,可以導出等效電路參數(shù),用等效電路仿真軟件進行驗證。

    圖5 耦合的U形和H形諧振器

    圖6為UH耦合諧振器共模插入損耗的全波仿真結果,從圖中可以清楚地看出,由于耦合作用阻帶帶寬變大。

    圖6 U-H耦合插入損耗頻率響應

    2.1.3 實驗結果分析

    圖7為新提出的DGS結構通過HFSS全波仿真的結果,由圖表明,在-15 dB的截止頻率下,對共模噪聲有3.61~10.7 GHz的寬阻帶。在高速數(shù)字電路中,截止頻率定義為-10 dB,這樣的寬阻帶在高速數(shù)字電路中可以有相當好的應用。與文獻[1]提出的DGS結構濾波器相比,它們的下限截止頻率基本相同,上限截止頻率提高了1.6 GHz,并且面積減少了36%。此外,對于差模信號,阻帶內的衰減小于-1.5 dB,證明該濾波器能夠有效地抑制共模噪聲,又能對差模信號保持良好的信號完整性。由于集總模型等效電路仿真與全波仿真具有良好的一致性,這里對等效電路仿真就不再做出展示。

    圖7 DGS共模和差模插入損耗全波仿真圖

    2.2 初步改進結果

    DGS結構初始模型及其尺寸如圖8所示,它是由兩個開口向下的U形槽和一個開口向上的U形槽組合而成。U形槽的尺寸為(U1,U2,U3)=(3.5 mm,1.7 mm,1.4 mm),(g1,g2,g3) =(0.5 mm,0.2 mm,0.2 mm),(w1,w2)=(2.4 mm,7 mm)。U形槽之間的間距為(d1,d2)=(0.2 mm,0.2 mm)。采用微帶線的線寬為0.545 mm,線間距為0.36 mm,PCB板材質為FR4,厚度為0.4 mm,尺寸為50 mm×50 mm,DGS結構位于PCB板的中心。該圖案所占的長=U1+U2+U3+d1+d2=7 mm,寬=w2=7 mm,故所占面積=7 mm×7 mm。

    圖8 DGS 結構初始模型

    該模型的HFSS全波仿真結果如圖9所示。從圖中可以看到,該共模濾波器的-15 dB截止頻率阻帶范圍為5.6~13.7 GHz,帶寬為8.1 GHz。最低頻率諧振點為5.9 GHz。差模信號的插入損耗在阻帶內小于-3 dB。

    圖9 初始模型共模和差模信號的插入損耗

    為了減小該圖形的面積,采用如下步驟進行研究。首先將U1的長度減小為3.1 mm,其他尺寸保持不變。改變尺寸后的DGS模型的頻率響應如圖10所示,從圖中可以看出,在-15 dB處,下限截止頻率由原來的5.6 GHz變成了5.75 GHz,升高了0.15 GHz,最低頻率諧振點為6.1 GHz,升高了0.2 GHz。這是由于U1的尺寸減小造成的,在啞鈴型DGS中,DGS結構兩邊矩形方格等效于LC諧振回路中的電感,矩形方格的面積越大,等效電感就越大。在本例中,U1的尺寸減小使得等效電感減小,電感增大引起諧振頻率降低。在本文提出的三個U形相互耦合三極點濾波器中,最低頻率的諧振點與尺寸最大的U形槽以及U1,U2之間的耦合有關。由于U1的等效電感減小,最低頻率諧振點向右移動,從而使下限截止頻率升高。

    圖10 改變U1長度后的共模插入損耗仿真圖

    初步改進后的三極點DGS濾波器模型如圖11所示,通過在最上面的U形槽兩邊的矩形方格和縫隙交界處刻蝕一個矩形縫隙,矩形縫隙的尺寸為a=1 mm,b=0.3 mm,U1為3.1 mm,其他尺寸保持不變。通過刻蝕矩形縫隙,使U形槽的等效電容增大,有利于使最低諧振頻率點降低。

    圖11 初步改進后的三極點DGS濾波器

    初步改進后的三極點DGS濾波仿真圖如圖12所示,它的-15 dB下限截止頻率為5.52 GHz,與之前的5.75 GHz相比下降了0.23 GHz,與初始模型的5.6 GHz相比,下降了0.08 GHz。它的最低頻率諧振點為5.9 GHz,與初始模型相同。最上方U形槽的整體尺寸減小又加強了它與中間U形槽的耦合,所以,相比于圖10的模型頻率響應,最低頻率諧振點的降低并沒有引起阻帶內出超過-15 dB的現(xiàn)尖峰。

    圖12 初步改進后的三極點DGS濾波仿真圖

    2.3 最終確定的三極點共模濾波器模型

    現(xiàn)在,對初始模型中最下方的U形槽也應用同樣的改進辦法,最終確定的三極點共模濾波器模型及尺寸如圖13所示,它的尺寸參數(shù)為(U1,U2,U3)=(3.1 mm,1.7 mm,1.2 mm),(g1,g2,g3) =(0.5 mm,0.2 mm,0.2 mm),(w1,w2)=(2.4 mm,7 mm),(d1,d2)=(0.2 mm,0.1 mm),(a1,b1,a2,b2)=(1 mm,0.3 mm,1 mm,0.2 mm),與最初的模型相比,上方和下方的“U”形槽變成了“C”形槽,中間的U形槽尺寸沒有改變。

    圖13 最終確定的三極點共模濾波器模型

    圖14為共模和差模信號插入損耗隨頻率的變化。從圖中可得出,同樣在-15 dB的截止頻率下,它對共模噪聲的阻帶范圍為5.26~14.7 GHz,阻帶帶寬為9.44 GHz。差模信號的插入損耗在14 GHz以下小于-2 dB,這意味著差模信號可以保持良好的信號完整性。相比于最初模型,最終確定的DGS結構所占的長=U1+U2+U3+d1+d2=6.3 mm,寬=w2=7 mm,故所占面積為6.3 mm×7 mm,與最初模型相比減小了10%,此外,它的下限截止頻率和上限截止頻率都有了一定地拓寬,阻帶帶寬比原來的8.1 GHz增加了1.34 GHz。

    圖14 6.3 mm×7 mm DGS共模和差模插入損耗仿真圖

    3 結論

    通過以上的分析與驗證,可以得出,在DGS結構的設計中,選擇合適的尺寸,通過用用“C”形代替“U”形,可以有效的減小DGS結構的面積,且不會引起阻帶變窄。對于現(xiàn)在面積有限的集成電路資源來說可以提高面積的利用率,更能適應微波器件小型化的趨勢,而如何尋找最優(yōu)諧振點以獲得最大阻帶范圍仍是一個難點, 是下一步進行研究的重點。

    [1]Boutejdar A, Elsherbini A, Omar A. Improvement of compactness of low pass and band pass filter using a simple combination of cross-defected ground structure (DGS) and a discontinuous[A]. Microwave Conference[C]. VDE, 2008:1-4.

    [2] Pang Y, Feng Z. A compact common-mode filter for GHz differential signals using defected ground structure and shorted microstrip stubs[A]. International Conference on Microwave and Millimeter Wave Technology[C]. 2012:1-4.

    [3] Chengkang H U, Yang W, Yang W, et al. The design of super-wide stop-band micro-strip low-pass filter based on defected ground structure and stepped impedance resonant units[J]. Chinese Journal of Electron Devices, 2012,35(6):746-750.

    [4] Wu T L, Tsai C H, Wu T L, et al. A novel wideband common-mode suppression filter for gigahertz differential signals using coupled patterned ground structure[J]. IEEE Transactions on Microwave Theory & Techniques, 2009, 57(4):848-855.

    Design of A New Compact DGS Common-Mode Rejection Filter

    Chen Luqiao2,Shen Zhenning2,Ding Yitao3

    (1.Department of Graduate Management,Engineering University of PAP, Xi′an 710086, China; 2.Department of Information Engineering, Engineering University of PAP,Xi′an 710086, China)

    A new UH-shaped DGS wideband common-mode filter is proposed. By selecting the appropriate size and resonant point of a single DGS structure, the mutual coupling between each resonator is utilized to achieve a small area (8 mm×8 mm), wide stopband (3.61 GHz 10.7 GHz) and low cutoff frequency. For the differential mode signals, the stopband attenuation was less than -1.5 dB which maintained good signal integrity. At the same time, a new design method was proposed to reduce the area of the wideband DGS structure filter. By changing the shape of the graph, the "U" groove was replaced by a "C" groove, which reduced the DGS structure by 10 %, while the stopband range increased by 1.34 GHz.

    DGS structure; broadband filter; common-mode;signal integrity

    2017-03-13;

    2017-03-24。

    陳魯巧(1990-),女,浙江寧波人,碩士研究生,主要從事武警信息化方向的研究。申振寧(1976-),男,陜西高陵人,博士,副教授,碩士研究生導師,主要從事無線通信、射頻電路設計等方向的研究。

    1671-4598(2017)08-0248-04

    10.16526/j.cnki.11-4762/tp.2017.08.064

    TP731

    A

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