永磁同步電機變頻調(diào)速系統(tǒng)的內(nèi)?？刂?/h1>

2017-10-19 11:45:33李明輝

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關鍵詞：系統(tǒng)

李明輝

(西繼迅達電梯有限公司,河南 許昌 461000)

永磁同步電機變頻調(diào)速系統(tǒng)的內(nèi)?？刂?/p>

李明輝

(西繼迅達電梯有限公司,河南 許昌 461000)

永磁同步電機是典型的非線性多變量強耦合系統(tǒng)，在同步旋轉坐標系下dq軸電流存在耦合，傳統(tǒng)的PI控制器無法實現(xiàn)解耦，提出一種基于內(nèi)模控制原理和空間矢量算法相結合的高性能永磁同步電機解耦控制方法，用內(nèi)?？刂撇呗钥刂评硐腚姍C模型，對定子電流交叉耦合電勢動態(tài)解耦，提高系統(tǒng)的動態(tài)響應性能，同時在整個電流閉環(huán)過程中對參數(shù)攝動和外擾動具有良好的魯棒性，這種方法不需要額外的電機參數(shù)和檢測硬件，實驗結果驗證了方法有效可行。

永磁同步電機；內(nèi)?？刂?；解耦；穩(wěn)態(tài)誤差;觀測器；空間矢量脈寬調(diào)制

0 引 言

永磁同步電機以其體積小、功率密度高、轉矩/慣量比高等特點在電梯行業(yè)應用非常廣泛，低速大轉矩的應用特性決定了電梯永磁同步曳引機多采用凸極效應明顯的外轉子集中繞組結構，集中繞組永磁同步電機含有豐富的定子磁勢諧波，在同步旋轉坐標系下定子電壓中耦合電壓和反電勢對dq軸電流交叉耦合作用復雜[1]。傳統(tǒng)同步PI控制依賴電機本體參數(shù)，且忽略了dq軸電流交叉耦合，實際工程中，當其中一個軸上的電流改變時，對另一軸上電流產(chǎn)生瞬時誤差，使轉矩輸出產(chǎn)生瞬時畸變，影響系統(tǒng)動態(tài)性能。

內(nèi)?？刂谱鳛橐环N先進的控制技術，它不過分依賴于被控對象的準確數(shù)學模型，在PI解耦電流主控器的基礎上，構造電流環(huán)的內(nèi)模狀態(tài)方程，利用IMC原理設計電流環(huán)觀測器，實現(xiàn)電流補償控制，對系統(tǒng)內(nèi)部參數(shù)攝動及外部環(huán)境擾動具有自適應性，系統(tǒng)跟蹤性能好，魯棒性強 ，控制器參數(shù)單一，結構和算法簡單，調(diào)整方向明確，工程上易于實現(xiàn)[2]。

1 PMSM的數(shù)學模型

不考慮永磁同步曳引機的制動系統(tǒng)，永磁同步曳引機(PMSTM)可簡化為凸極效應明顯的永磁同步電機(PMSM)，在同步旋轉坐標系下數(shù)學模型為：

(1)

(2)

式中Ld、Lq分別為直軸和交軸電感；ψ為轉子磁鋼產(chǎn)生的永磁磁鏈；R為定子繞組電阻；ω為轉子電角速度；id、iq分別為直軸和交軸電流；ud、uq分別為直軸和交軸電壓。

由式(1)和式(2)可見模型的準確度依賴于系統(tǒng)參數(shù)[3]。對定子電流id、iq表現(xiàn)為一階時間滯后環(huán)節(jié)，d軸和q軸電流分別對q軸和d軸方向產(chǎn)生耦合電動勢。如果定子電流id、iq完全解耦，由式(1)和式(2)可得式(3)和式(4)：

ud0=ud+ωLqiq=Rid+Ldid

(3)

uq0=uq-ωLdid-ωψ=Riq+Lqiq

(4)

式中ud0、uq0分別為電流解耦后的直軸和交軸電壓。

2 基于IMC觀測器的PMSTM控制設計

內(nèi)?？刂频脑硎抢梅答仦V波器來改善魯棒性和對抗性，本質(zhì)是一種魯棒控制方法，是PI控制的擴展，等效于交叉解耦的PI控制[4]。其原理如圖1所示，圖中：R(s)為參考輸入，F(xiàn)(s)為信號反饋，E(s)為PI控制器輸出，C(s)為內(nèi)?？刂破?，G(s)為系統(tǒng)傳遞函數(shù)，Gm(s)為內(nèi)模，d(s)為擾動信號，Y(s)為輸出。

圖1 內(nèi)?？刂圃韴D

根據(jù)圖1得：

(5)

Y(s)=[R(s)-F(s)]G(s)C(s)+d(s)

(6)

如果內(nèi)模建模精確，與系統(tǒng)模型匹配，即Gm(s)=G(s)，則由式(5)、式(6)得：

F(s)=d(s)

(7)

Y(s)=R(s)G(s)C(s)+d(s)[1-G(s)C(s)]

(8)

由式(7)可知，系統(tǒng)反饋信號F(s)就是擾動信號d(s)，由式(8)可知，如果C(s)G(s)=1，C(s)=1/G(s)，系統(tǒng)可對擾動信號進行完全補償，Y(s)=R(s),系統(tǒng)實現(xiàn)開環(huán)系統(tǒng)控制，輸出信號可以直接跟蹤輸入信號[5]。

按照上述內(nèi)模控制原理，將式(3)和式(4)拉普拉斯變換后得：

Uq_f(s)=RsIq(s)+sLqIq(s)+ωrLdId(s)

(9)

Ud(s)=RsId(s)+sLdId(s)-ωrLqIq(s)

(10)

令：

可得I(s)=D(S)U(s)

(11)

其中

若使C(s)=D-1(s)，就構成內(nèi)模控制，使得輸出Y(s)=R(s)，則輸出電流可以直接跟蹤指令電流，由于D(s)表現(xiàn)為一階系統(tǒng)，沒有純時延和右半平面的零點，系統(tǒng)是天然穩(wěn)定的，為了優(yōu)化控制器參數(shù)，增加一個低通濾波器，增強系統(tǒng)魯棒性，定義：

C(S)=D-1(s)L(S)

(12)

式中

(13)

將內(nèi)模結構模型等效為反饋控制模型，如圖2所示。

其中

(14)

圖2 等效反饋控制模型

可以看出內(nèi)?？刂票举|(zhì)是PI控制的一個擴展，等效于交叉解耦的PI控制[6]。從以上分析可以得到如圖3所示的電流內(nèi)模解耦控制器框圖。

圖3 電流內(nèi)模解耦控制器

由圖3可知，內(nèi)模解耦控制調(diào)節(jié)參數(shù)只有α，算法簡單，參數(shù)單一，在線調(diào)試方便，且系統(tǒng)沒有超調(diào)，是天然穩(wěn)定的，系統(tǒng)階躍響應上升時間與參數(shù)α的關系為：

(15)

由式(15)可知，系統(tǒng)響應時間tr與調(diào)節(jié)參數(shù)α成反比例，增大調(diào)節(jié)參數(shù)α將減小系統(tǒng)響應時間，加快系統(tǒng)響應速度，但是α不能無限增大，實際工程中系統(tǒng)響應時間受限于硬件的電氣時間常數(shù)[7]。

3 內(nèi)模控制在SVPWM電流環(huán)控制中的應用

圖4 帶內(nèi)?？刂破鞯腟VPWM控制系統(tǒng)圖

4 實驗平臺的硬件和軟件設計

4.1 硬件設計

實驗平臺硬件組成框圖如圖5所示：采用美國TI公司的TMS320F2812 DSP最小系統(tǒng)為核心算法處理器，德國SEMIKRON的SKD75為三相整流電路，日本三菱公司的PM75RLA120 IPM為三相電壓源逆變器，以瑞士LA霍爾電量傳感器和德國海德漢公司ERN1387 sin/cos編碼器為反饋傳感器，組成永磁同步電機變頻調(diào)速驅(qū)動控制平臺，霍爾電流傳感器將A，B相電流隔離轉換成電壓信號，經(jīng)過運放電路輸入到DSP的A/D模塊進行采樣計算、內(nèi)?？刂破鹘徊娼怦畹忍幚淼玫椒答侂娏鞣至?，與sin/cos編碼器C、D采集的轉子角度位置信息一起參與電流環(huán)的調(diào)節(jié)運算，sin/cos編碼器A、B經(jīng)過比較電路獲取正交信號,輸入到DSP的正交編碼脈沖電路(QEP),通過檢測脈沖的邊沿信號4倍頻后給DSP內(nèi)部計數(shù)器，計算出轉子反饋速度,參與速度環(huán)的調(diào)節(jié)運算。

圖5 實驗系統(tǒng)組成框圖

4.2 軟件設計

系統(tǒng)軟件設計主要有主程序、中斷程序和子程序三部分組成。主程序主要完成DSP內(nèi)部控制寄存器的初始化，系統(tǒng)上電自檢，函數(shù)初始化，參數(shù)的設定、標幺，中斷處理，HMI調(diào)用等，如圖6(a)所示?？紤]到永磁同步電機控制的實時性和快速響應，把電流、電壓、編碼器的信號采集，控制算法以及SVPWM波的產(chǎn)生，功率器件保護等放在定時中斷程序里，如圖6(b)所示。將通訊、人機交互、算法單元等編譯成子程序供調(diào)用。

圖6 電機控制程序流程圖

內(nèi)模控制軟件實現(xiàn)例程如下：

Interrupt void MainISR(void)

{

. . .

EvaRegs.EVAIMRA.bit.T1UFINT =0;

ReadAdc(&adcdata);

ChangeAdc(&adcdata);

Clarke.calc(&clarke);

Park.calc(&park);

PID_spd.calc(&pid_spd);

ObserveAng.calc(&ObserveAng);

IMC_idq.calc(&imc_idq);

Ipark.calc(&ipark);

Svgen_dq.calc(&svgen_dq);

PWM.update(&pwm);

. . .

}

5 實驗及結果分析

實驗平臺中選用的永磁同步電機額定轉速為180 r/min，額定功率11.7 kW,額定電流24 A,額定轉矩670 N·m，磁極數(shù)24極，定子相電阻0.345 Ω，電感14.2 mH,電流環(huán)采樣頻率選取16 kHz，速度環(huán)采樣頻率選取160 Hz，采用內(nèi)模交叉解耦控制和PI控制對比，每個采樣周期在TMS320F2812的緩沖區(qū)中記錄速度、電流的指令值和反饋值，利用DLOG4CH四通道軟件記錄模塊，通過XDS510仿真器將記錄數(shù)據(jù)發(fā)送到CCS仿真軟件，利用軟件的Graph功能實時記錄、比較指令值和反饋值之間的誤差。通過HMI的SCI串行通信接口將采樣數(shù)據(jù)傳送到PC中，運用Matlab進行存儲、處理分析、比較顯示。

圖7 IMC控制得到的ω、iq、id和iA

圖8 PI控制得到的ω、iq、id和iA

實驗中，初始角速度給定為20π rad/s,在t=0.08 s時刻角速度給定由 20π rad/s升為40π rad/s, 在t=0.57 s時刻角速度給定從40π rad/s降到20π rad/s，每間隔6.25 ms獲取一組PMSTM角速度ω、電流iq、電流id、A相電流iA實驗數(shù)據(jù)，將實驗數(shù)據(jù)繪制成圖7、圖8的時域曲線，

圖7和圖8分別為IMC交叉解耦控制和傳統(tǒng)PI控制所得到的角速度ω、電流iq、電流id、A相電流iA的時域曲線圖，兩種控制方式所得到的角速度ω的響應時間基本相同，IMC控制所得到的角速度ω的穩(wěn)態(tài)誤差為PI控制的40%，iq和id電流紋波值為PI控制的50%，對電流環(huán)實現(xiàn)更好的補償控制。

通過對角速度ω分別為10π rad/s、20π rad/s、30π rad/s、40π rad/s、50π rad/s時，IMC和PI控制方式實驗所得數(shù)據(jù)統(tǒng)計分析，得出如表1兩種控制方式的主要參數(shù)對比，可見，在IMC控制方式下的角速度穩(wěn)態(tài)誤差小于PI控制方式下的角速度穩(wěn)態(tài)誤差，而且，隨著角速度越大穩(wěn)態(tài)誤差越??；IMC控制方式下的iq和id電流紋波值小于PI控制方式下的iq和id電流紋波值，而且，隨著角速度越大電流紋波值越小。

表1 IMC和PI控制方式的實驗結果

6 結束語

本文針對電梯永磁同步電機多變量強耦合系統(tǒng)，受參數(shù)攝動和外擾動影響問題，利用IMC原理，構造電壓和電流的內(nèi)模方程，提出一種基于內(nèi)模控制原理和空間矢量算法相結合的交叉解耦控制方法，系統(tǒng)響應快，魯棒性好，在動態(tài)和穩(wěn)態(tài)下都能達到很高的控制精度，控制算法易于用DSP實現(xiàn)，適用于轉子磁場定向的SVPWM矢量控制，經(jīng)過基于TMS320F2812實驗平臺的工程實際驗證，各項指標滿足電梯永磁同步電機控制要求。

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IMC of Variable-frequency Speed Control System of Permanent Magnet Synchronous Motors

Li Minghui

(XJ Schindler Elevator Co., Ltd., Xuchang Henan 461000, China)

The permanent magnet synchronous motor is a typical nonlinear multi-variable system with strong coupling. There is coupling with dq shaft current in the synchronous rotating reference frame, and the traditional PI controller cannot realize decoupling. This paper proposes a high-performance permanent magnet synchronous motor decoupling method combining internal mode control (IMC) and space vector algorithm. IMC strategy is used to control an ideal motor model to realize dynamic decoupling of the cross-coupling potential of the stator current to improve dynamic response of the system. In the meantime, this approach shows good robustness toward parameter perturbation and external disturbance in the whole process of current closed loop, and there is no need for additional motor parameter or test hardware. Experimental results verify that this approach is effective and feasible.

permanent magnet synchronous motor; internal model control (IMC); decoupling. steady-state error; observer; space vector pulse width modulation

10.3969/j.issn.1000-3886.2017.04.004

TM341

A

1000-3886(2017)04-0011-04

定稿日期: 2016-11-08

國家質(zhì)檢總局公益性行業(yè)科研專項資助項目(G2013709);河南省博士后研發(fā)基地資助項目 豫人社博管[2015]8號

李明輝(1970-)，男，河南許昌人，本科，高級工程師，從事電梯驅(qū)動與控制研究。

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