MMC型光伏并網逆變器無差拍控制策略

王 堅， 王 毅， 胡 燦， 丁若瑜， 劉 浩

(新能源電力系統(tǒng)國家重點實驗室(華北電力大學)， 河北 保定 071003)

MMC型光伏并網逆變器無差拍控制策略

王 堅， 王 毅， 胡 燦， 丁若瑜， 劉 浩

(新能源電力系統(tǒng)國家重點實驗室(華北電力大學)， 河北 保定 071003)

將模塊化多電平換流器(Modular Multilevel Converter,MMC)應用到光伏直流匯集并網系統(tǒng)中，可以提高光伏并網系統(tǒng)輸出的電能質量，但是隨著子模塊數(shù)量的增多，MMC控制系統(tǒng)的計算量會顯著增大。為簡化MMC控制系統(tǒng)的計算量，通過分析研究，提出了一種基于無差拍電流控制的MMC的控制策略，該控制策略僅需一次坐標變換和PI調節(jié)環(huán)節(jié)，且可直接產生子模塊投切個數(shù)，不需經過調制波調制，相對傳統(tǒng)控制方法，運算量明顯減少。最后利用MATLAB/Simulink搭建了光伏并網系統(tǒng)的仿真模型，仿真結果表明該控制策略具有很好的動態(tài)響應，可以使輸出電流快速、準確跟蹤參考電流，并網電流畸變率小，十分適宜并網系統(tǒng)的數(shù)字控制。

光伏并網； MMC； 無差拍電流控制； 畸變率

0 引言

近年來，隨著全球變暖和生態(tài)環(huán)境惡化等問題的日益突出，開發(fā)和利用可再生的清潔能源越來越受到人們的關注。太陽能作為一種可再生的清潔能源，已經得到了廣泛的應用。作為太陽能主要利用方式之一的光伏發(fā)電，目前各項技術已經趨于成熟。光伏電站的并網化與大型化是今后的發(fā)展方向[1-2]。并網逆變器作為光伏并網系統(tǒng)的核心與關鍵，其控制技術一直是研究的熱點[3-5]。傳統(tǒng)的光伏并網系統(tǒng)，逆變器采用VSC拓撲，通過脈寬調制技術(Pluse Width Modulation,PWM)控制逆變器的輸出。采用的控制方法為雙環(huán)結構的直接電流控制，實現(xiàn)電流內環(huán)的方法目前主要有滯環(huán)控制和無差拍控制[6-8]等。無差拍電流控制是一種數(shù)字化的PWM控制方法，由于其開關頻率固定，動態(tài)性能好等優(yōu)點，得到了廣泛的應用，適合在高性能數(shù)字控制系統(tǒng)中實現(xiàn)。

電壓源型高壓直流輸電系統(tǒng)(VSC-HVDC)由于其控制靈活，可以實現(xiàn)有功功率和無功功率的獨立控制，被廣泛應用于新能源并網接入等領域。但是傳統(tǒng)的VSC-HVDC大多采用兩電平或三電平結構，隨著其電壓等級及容量的提升，會帶來開關損耗大、動態(tài)均壓難等一系列問題[9-11]。為此，德國學者提出了模塊化多電平換流器(Modular Multilevel Converter,MMC)的新型拓撲結構。MMC采用模塊化設計，通過調整子模塊的個數(shù)，可以得到較高的輸出電壓，隨著電平數(shù)的增加，輸出電壓的諧波也降低，從而可以省去大容量的交流濾波器，有效節(jié)約了成本。

目前MMC的控制策略主要沿用VSC的控制，主要為電流解耦控制策略，這種控制方法需要經過多次坐標變換和PI調節(jié)環(huán)節(jié)，控制系統(tǒng)比較復雜。另外在控制系統(tǒng)的設計中還需考慮MMC子模塊電容的均壓問題。目前MMC的調制方法主要有最近電平逼近[12]和載波移相調制[13]，這兩種方法均需實時采集電容電壓，通過調制波的調制獲得子模塊開通的個數(shù)。在實際工程中，為了使輸出電壓的諧波盡可能小，往往需要數(shù)十個甚至上百個子模塊，大大增加了控制系統(tǒng)的計算量。因此對MMC的控制策略進行優(yōu)化改進，降低控制系統(tǒng)的計算量具有十分重要的意義。

本文通過分析研究，將MMC應用到光伏直流匯集并網系統(tǒng)中，提出了一種基于無差拍電流控制的MMC的控制策略。MATLAB/Simulink仿真驗證了本文所提的控制策略可以很好的實現(xiàn)有功和無功功率的獨立控制,動態(tài)響應快，并網電流畸變率小，并網功率因數(shù)為1，同時改變了傳統(tǒng)利用調制波調制產生子模塊投切個數(shù)的方法，為MMC控制策略的研究提供了一種新思路。

1 MMC的拓撲結構及工作原理

MMC拓撲結構如圖1所示，主電路由6個橋臂構成，每個橋臂由若干個結構相同的子模塊(Sub Module，SM)與一個電抗器L相互串聯(lián)組成[14]。

根據(jù)子模塊中兩個開關器件導通和關斷狀態(tài)的排列組合以及子模塊中電流的流向，子模塊可分為6種工作狀態(tài)，具體工作狀態(tài)如表1所示。其中，1表示導通，0表示關斷。

圖1 MMC拓撲圖

模式S1S2ismUsm狀態(tài)110>0Uc投入210<0Uc投入301>00切除401<00切除500>0Uc閉鎖600<00閉鎖

由于MMC中三個相單元具有對稱性，因此可取a相橋臂進行分析，b相、c相具有和a相相同的工作機理。MMC相單元結構如圖2所示。

圖2 MMC相單元結構

根據(jù)KVL定理，對上下兩橋臂列寫回路電壓方程可得：

(1)

(2)

式中：upa為上橋臂輸出電壓，V；una為下橋臂輸出電壓，V;Udc為直流側電壓，V；uao為a相輸出電壓,V。

(2)式減(1)式，得輸出的相電壓為：

(3)

由式(3)可知，通過改變相單元中上、下橋臂投入的子模塊的個數(shù)，就可改變交流側的輸出電壓，從而使輸出波形接近正弦波，減小了諧波的含量。

2 MMC的傳統(tǒng)控制策略

MMC傳統(tǒng)的控制策略為雙環(huán)結構的電流矢量控制，外環(huán)采用定直流電壓控制，內環(huán)采用電流解耦控制。

2.1直流電壓控制

直流電壓控制的基本原理是根據(jù)直流電壓的參考值udcref，保持直流側電容器上的電壓udc為額定值，控制框圖如圖3所示。

圖3 直流電壓控制框圖

將直流電壓的參考值與實際值比較，比較的結果經過PI調節(jié)后，作為電流參考值idref送入內環(huán)控制器。

2.2電流解耦控制策略

三相對稱時，MMC在dq旋轉坐標系下的數(shù)學模型可以表示為：

(4)

式中：usd、usq分別為電網電壓的d、q軸分量,V；ud、uq分別為MMC交流側電壓基波的d、q軸分量,V；isd、isq分別為電網電流的d、q軸分量，A；R、L是聯(lián)結變壓器加相電抗器的等效電阻及等效電感。式(4)表明，d、q軸電流除受控制量ud、uq的影響外，還受到電流交叉耦合項ωLisd、ωLisq和電網電壓usd、usq的影響。電流解耦控制框圖如圖4所示。

圖4 電流解耦控制框圖

輸出的三相參考電壓作為調制波進行調制，獲得MMC各個橋臂開通的子模塊數(shù)，進而控制子模塊的投切獲得所需的輸出波形。這種控制方法需經過多次坐標變換和PI調節(jié)環(huán)節(jié)，控制比較復雜，且需通過與調制波的比較獲得子模塊開通的個數(shù)，隨著子模塊數(shù)量的增多，計算量會顯著增加。

3 MMC的無差拍電流控制策略

3.1無差拍電流控制

無差拍電流控制的基本原理是在每一個開關周期的開始時刻，采樣逆變器的輸出電流i,并且預測出下一周期開始時刻電流的參考值i*,通過調節(jié)開關器件的導通和關斷，使輸出電流在下一周期開始時刻等于i*。這種方法動態(tài)響應快，可以使輸出電流快速、準確地跟蹤參考電流，十分適宜并網系統(tǒng)的數(shù)字控制。

MMC并網系統(tǒng)拓撲如圖5所示。圖中，Udc為直流側電壓，Ua、Ub、Uc為三相電網電壓，ia、ib、ic為三相輸出電流，L為網測濾波電感。

圖5 MMC并網系統(tǒng)拓撲

如圖5，根據(jù)KVL定理可列出電路的回路電壓方程為：

(5)

設MMC每相下橋臂的輸出電壓為Unu、Unv、Unw，則回路電壓方程可表示為：

(6)

設MMC每相下橋臂在一個控制周期T內開通的子模塊數(shù)分別為Nnu、Nnv、Nnw(忽略橋臂電感壓降)，將回路電壓方程離散化，同時設電流參考值為ia*、ib*、ic*，子模塊電容電壓的參考值為Uc，由于MMC的控制周期遠小于電網基波周期，因此，在一個控制周期內，可以忽略三相電網電壓和子模塊電容電壓的變化。則每一個控制周期內的回路電壓方程為：

(7)

以上三個電壓方程只有兩個是相互獨立的。設MMC每個橋臂的子模塊數(shù)為n，由于MMC每相上下橋臂在一個控制周期開通的子模塊數(shù)之和為n，可得在一個控制周期內，MMC的三相上橋臂開通的子模塊總數(shù)和三相下橋臂開通的子模塊總數(shù)相等，即得式(8)

Nnu+Nnv+Nnw=1.5n

(8)

聯(lián)立式(7)、(8)求解可得MMC三相下橋臂在一個控制周期開通的子模塊數(shù)為:

(9)

式中：round(x)表示取與x最接近的整數(shù)。

MMC三相上橋臂在一個控制周期開通的子模塊數(shù)即為:

(10)

式中：Npu、Npv、Npw為MMC每相上橋臂在一個控制周期T內開通的子模塊數(shù)。

控制框圖如圖6所示，控制系統(tǒng)實時采集并網電流和電網電壓，根據(jù)式(9)和式(10)計算出MMC各個橋臂開通的子模塊數(shù)。參考電流值id*通過外環(huán)控制器輸出獲得，iq*給定為0。通過鎖相環(huán)保證并網電流和電網電壓同相，從而實現(xiàn)并網功率因數(shù)為1。

圖6 無差拍電流控制框圖

3.2子模塊電容電壓均衡控制

獲得子模塊開通的個數(shù)后，還需結合子模塊電容電壓均衡控制來確定具體投入哪些子模塊。具體控制方法為：監(jiān)測各子模塊的電容電壓值，并

對其進行排序，在投入子模塊數(shù)量變動的時刻，若橋臂電流對子模塊電容充電，則投入該橋臂中電容電壓偏低的子模塊；若橋臂電流對子模塊電容放電，則投入該橋臂中電容電壓偏高的子模塊?？刂瓶驁D如圖7所示。

圖7 子模塊均壓控制框圖

4 仿真驗證

為了驗證本文所提的MMC的無差拍電流控制策略的正確性，在MATLAB/Simulink中搭建了如圖8所示的光伏直流匯集并網系統(tǒng)的仿真模型，部分仿真參數(shù)如表2所示。

圖8 光伏直流匯集并網系統(tǒng)

名稱符號數(shù)值溫度/℃T25光照/(W·m-2)S1000MMC直流側電壓/kVUdc20控制周期/sT1/6000每一橋臂的子模塊數(shù)n8子模塊電容/mFC2電容電壓參考值/kVUc2.5三相濾波電感/mHL31電網線電壓/kVU35電網電壓頻率/Hzf50

直流母線電壓波形如圖9所示，其額定參考值為20 kV,0.8 s時將3個光伏陣列的光照由 1 000 W/m2同步變?yōu)?50 W/m2，直流母線電壓在光照發(fā)生變化后，經過一個暫時的跌落，仍然可以穩(wěn)定在額定值附近。由圖可知，在光照發(fā)生較大變化時，光伏直流匯集并網系統(tǒng)仍然能夠控制直流母線電壓穩(wěn)定，從而維持整個系統(tǒng)的穩(wěn)定。

MMC傳輸?shù)墓β嗜鐖D10所示，從圖中可以看出，MMC的傳輸?shù)臒o功功率近似為0，有功功率在經過一段時間后，穩(wěn)定在1.5 MW左右；在光照發(fā)生變化后，無功功率仍然可以維持在0附近，而有功功率在光照變化后的0.06 s，穩(wěn)定在了 1.11 MW 左右。這表明本文所提的控制策略可以很好的實現(xiàn)有功和無功功率的獨立控制。

圖9 直流母線電壓波形

圖10 MMC傳輸?shù)墓β?/p>

MMC交流側A相輸出電壓、電流波形如圖11、12所示，對比圖11和圖12可以看出，MMC輸出電壓和電流基本同相，實現(xiàn)了單位功率因數(shù)并網；從圖12中可以看出，并網電流波形良好，畸變率小，減小了對電網的諧波污染。

圖11 MMC輸出電壓波形

圖12 MMC輸出電流波形

5 結論

本文提出了一種適用于MMC的無差拍電流控制策略，該控制策略僅用到一次坐標變換和一次PI控制，且不需要經過調制波的調制就可產生子模塊投切個數(shù)，相對于傳統(tǒng)控制策略，大大簡化了控制系統(tǒng)計算量，同時還具有控制簡單、控制精度高、動態(tài)響應快等優(yōu)點。最后，將該控制策略應用到光伏直流匯集并網系統(tǒng)中，進行了仿真驗證。仿真結果表明，該控制策略可以很好地實現(xiàn)有功和無功功率的獨立控制，具有良好的穩(wěn)態(tài)和動態(tài)特性，并網電流波形良好，畸變率小，實現(xiàn)了單位功率因數(shù)并網運行，是一種有效的MMC控制策略。

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Deadbeat Control Strategy of MMC Type Photovoltaic Grid Connected Inverter

WANG Jian， WANG Yi， HU Can， DING Ruoyu， LIU Hao(State Key Laboratory of Alternate Electrical Power System with Renewable Energy Sources

(North China Electric Power University)， Baoding 071003，China)

The application of the modular multilevel converter (MMC) to the collection of photovoltaic (PV) DC grid-connected system can improve the quality of the output power remarkably. However, with the increase of the number of sub modules, calculation amount of MMC control system will significantly increase. In order to simplify the calculation of MMC control system, this paper proposes a control strategy for MMC based on the deadbeat current control which needs coordinate transform and PI regulation only once, and can directly produce switching number of the sub module without the modulation of modulation wave. Compared with the traditional control method, the computation amount is significantly reduced. Finally, a simulation model of the photovoltaic system is built through MATLAB/Simulink. The simulation results show that the control strategy has a good dynamic response, and the output current can quickly and accurately track the reference current, and the grid current distortion rate is small. The above conclusion shows that the method proposed in this paper is very suitable for digital control of grid connected system.

photovoltaic(PV) grid-connected; MMC; deadbeat current control; distortion rate

10.3969/j.ISSN.1672-0792.2017.09.002

TM46

A

1672-0792(2017)09-0008-07

2017-06-14。

國家重點研發(fā)計劃資助 (2016YFB0900203)。

王堅(1994-)，男，碩士研究生，研究方向為電力電子技術在電力系統(tǒng)中的應用；王毅(1977-)，男，博士后，教授，研究方向為電力電子技術在電力系統(tǒng)中的應用；胡燦(1994-)，男，碩士研究生，研究方向為柔性直流輸電；丁若瑜(1993-)，男，碩士研究生，研究方向為電力電子技術在電力系統(tǒng)中的應用；劉浩(1992-)，男，碩士研究生，研究方向為電力電子技術在電力系統(tǒng)中的應用。