基片集成波導(dǎo)雙極化環(huán)形縫隙天線研究

雷經(jīng)緯，楊雪霞

?

基片集成波導(dǎo)雙極化環(huán)形縫隙天線研究

雷經(jīng)緯，楊雪霞

（上海大學(xué) 通信與信息工程學(xué)院，上海 200072）

基于基片集成波導(dǎo)(SIW)結(jié)構(gòu)，提出了一種具有高端口隔離度的雙極化縫隙天線。天線正面蝕刻一個直徑約為0/2的環(huán)型縫隙作為輻射源，工作于圓形SIW諧振腔的主模TM11；背面中心位置蝕刻微帶交指電容，使SIW腔體電尺寸減小了約7%；采用一對正交微帶線分別由兩個端口為天線饋電。所設(shè)計的天線諧振在5.8 GHz頻段，–10 dB阻抗帶寬為1.7%，最大增益為8.5 dBi，端口隔離度高于35 dB。測試結(jié)果表明，該雙極化天線具有高隔離度、高增益的特點，可用于MIMO等無線通信系統(tǒng)中。

雙極化；基片集成波導(dǎo)；縫隙天線；隔離度；交指電容；交叉極化

雙極化天線實現(xiàn)兩路極化正交信號的同時收發(fā)，在不增加天線數(shù)量的前提下可提升通信容量，提高無線通信系統(tǒng)的抗干擾能力。這些特性使雙極化天線適應(yīng)無線通信的發(fā)展趨勢，在多入多出(Multiple-in-Multiple-Out, MIMO)系統(tǒng)和無線局域網(wǎng)(Wireless Local Arear Network, WLAN)中具有應(yīng)用價值。

無線通信系統(tǒng)中的雙極化天線需具有高端口隔離度和低交叉極化電平，目前所提出的平面雙極化天線大多為微帶天線[1-4]，通常用雙饋點激勵兩路正交極化波，而采用多饋點[1]、縫隙耦合饋電[2]、多層介質(zhì)板[3]和表面加容性負(fù)載[4]等方法，能使天線端口隔離度達到23 dB以上，阻抗帶寬相對較寬，但也存在結(jié)構(gòu)復(fù)雜、剖面過高等缺陷。基片集成波導(dǎo)(Substrate Integrated Waveguide, SIW)與微帶天線一樣易于集成，有低損耗、低剖面、不易被干擾等優(yōu)點，也可用于制作普通微波波段縫隙天線[5]。由于SIW腔體具有多模特性，在不同模式下設(shè)置輻射縫隙可設(shè)計性能良好的SIW雙極化天線[6-8]，但此類雙極化天線尚存在隔離度不高、增益偏低、交叉極化難抑制和阻抗帶寬較窄等缺點。

基于以上研究，本文提出了一種基于SIW的雙極化天線。天線采用圓形SIW腔體的主模TM11和環(huán)形輻射縫隙，用較簡單的結(jié)構(gòu)實現(xiàn)了天線在端口隔離度、增益和交叉極化等方面性能的提升，且天線僅需單層介質(zhì)板加工，易與其他微波器件相集成。在天線背面加載微帶交指電容，減小了SIW腔體電尺寸。根據(jù)仿真結(jié)果進行實物加工和測試，并分析了實驗結(jié)果的誤差原因。

1 天線結(jié)構(gòu)與設(shè)計原理

天線正面和背面結(jié)構(gòu)分別如圖1(a)和(b)所示。正面為金屬地，其上蝕刻一個環(huán)形輻射縫隙，縫隙環(huán)上每間隔90°設(shè)置一塊金屬短路片；背面圍繞圓心蝕刻有四組微帶交指電容結(jié)構(gòu)，每組交指電容的長度為c，寬度為c。圓形SIW腔體半徑為sub，由直徑為的金屬通孔排列構(gòu)成，其中通孔間距為，滿足/≥0.5且/0≤0.1。采用一對特性阻抗為50 Ω的正交饋線為SIW腔體饋電，線寬f，線長f。天線的諧振頻率點由SIW諧振腔和環(huán)形輻射縫隙的物理尺寸共同決定[9-11]。SIW諧振腔工作于TM模時，其設(shè)計尺寸滿足[9]：

輻射縫隙內(nèi)徑s和寬度s滿足[11]：

（2）

式中：k為TM模對應(yīng)的截止波數(shù)；s為介質(zhì)板的有效介電常數(shù)，滿足s=2r/(1+r)；為真空中光速。為了使天線獲得最高輻射效率，環(huán)形輻射縫隙與SIW腔體應(yīng)諧振在同一設(shè)計頻率上。

(a) 正面?????? (b) 背面

式(1)表明，SIW工作模式?jīng)Q定了腔體設(shè)計尺寸和天線表面電場分布。本文選取TM11模為SIW的工作模態(tài)，根據(jù)TM11模式場分布的特點，當(dāng)環(huán)形輻射縫隙的直徑約為0/2時，上下縫隙間的電場可等效為一對同相面磁流源，相當(dāng)于一個二元陣，可使天線增益高于單縫SIW天線[12]。其次，當(dāng)SIW工作在TM11模式時，兩個端口所激勵的輻射方向圖E面恰好相互正交，能將兩端口的能量耦合降到最低，使天線具有高隔離度的特點。此外，由于TM11模式在主平面上無交叉極化輻射，且SIW的工作波長大于高次模TM21對應(yīng)的截止波長，對高次模的抑制更強，故天線在TM11模式下可呈現(xiàn)低交叉極化的特性[13]。

交指電容(Interdigital Capacitor, IDC)是一種周期性結(jié)構(gòu)，其單元結(jié)構(gòu)如圖2(a)所示，與微帶天線設(shè)計相結(jié)合，能有效減小天線的電尺寸或改善天線的交叉極化性能[14-15]。本文所設(shè)計天線的背面蝕刻了四組環(huán)形排布的交指電容，結(jié)構(gòu)如圖2(b)所示，通過改變指長c或交指個數(shù)能調(diào)節(jié)等效電容值，用于對天線中心諧振頻點進行調(diào)節(jié)、減小SIW諧振腔的電尺寸。

2 天線仿真與分析

2.1 縫隙結(jié)構(gòu)的設(shè)計與工作模式的選擇

為了確定SIW的工作模式和縫隙結(jié)構(gòu)，用HFSS對圖3中的三種天線結(jié)構(gòu)進行仿真分析。結(jié)構(gòu)對稱的縫隙能使天線輻射兩路正交極化波，故天線1#、2#、3#均采用環(huán)狀縫隙結(jié)構(gòu)，其中天線1#、3#在縫隙中設(shè)置了四塊金屬短路片，以保證天線工作于TM11模，而2#則采用圓環(huán)(Loop)縫隙；此外，天線2#、3#均設(shè)置在圓形SIW腔體當(dāng)中，而1#則去除了SIW金屬通孔結(jié)構(gòu)。

天線1# ??????天線2#??????天線3#（最終方案）

通過調(diào)整尺寸參數(shù)，使三種天線均諧振在5.8 GHz，E面方向圖、21仿真結(jié)果分別如圖4所示。從圖4(a)可見，天線1#、3#的場分布圖相似，3#的SIW結(jié)構(gòu)使增益提升了約2 dBi，這是由于SIW通孔結(jié)構(gòu)有效減小了天線的表面波損耗，并將能量束縛在特定區(qū)域內(nèi)，天線的輻射性能得以提升。而天線2#中Loop縫隙結(jié)構(gòu)使場分布更接近SIW的TM10模，可視為一個磁流圓環(huán)，其方向圖與單極子天線類似，法向存在凹陷。由圖4(b)可見，工作于TM11模的天線1#、3#隔離度大于TM10模的天線2#，其中天線3#的SIW結(jié)構(gòu)能使TM11模的場分布更均勻，因而端口隔離度更高。

(a) E面方向圖仿真結(jié)果

(b)21仿真結(jié)果

圖4 不同結(jié)構(gòu)對天線性能的影響

Fig.4 Influence of different structures on antenna’s characteristics

圖5為天線3#的端口一饋電時的瞬時電場分布圖。環(huán)型縫隙設(shè)置在電場變化最迅速的位置，使縫隙兩側(cè)存在顯著的電壓差，環(huán)形縫隙間形成了向的電場，根據(jù)等效原理，環(huán)形縫隙的上下兩部分可等效為一對同相分布的向面磁流，間距約為0/2，可視為一對二元縫隙陣，同相電磁波在輻射遠(yuǎn)區(qū)疊加，天線的增益隨之提高。饋線呈正交狀設(shè)置，使另一端口處于TM11模的電場分布最弱區(qū)域，兩端口之間能量耦合最小，故天線的端口隔離度較高[1]。綜上所述，天線3#的結(jié)構(gòu)具有高增益、高端口隔離度的特點，為最終選用的設(shè)計方案。

2.2 天線諧振中心的調(diào)諧

用HFSS對腔體尺寸sub、縫隙半徑s、環(huán)形縫隙中金屬短路片尺寸s和交指電容長度1等進行仿真分析，結(jié)果如圖6所示。從圖6(a)、(b)、(c)可見，在同樣步進變化下，天線的諧振頻率對s和s的變化更為敏感，sub對諧振中心的影響較??；這是由于天線輻射結(jié)構(gòu)為環(huán)形縫隙，而SIW結(jié)構(gòu)并非輻射源，因此當(dāng)改變s或s時，縫隙周長的變化使諧振中心產(chǎn)生的偏移更為明顯。

圖6(d)為天線11隨交指電容的變化。由于交指電容的長度1決定了它的等效電容值，當(dāng)1變長時，天線總輸入阻抗容性隨之上升，因此諧振頻率隨之下降，與圖6(d)中的仿真結(jié)果一致。加載了交指電容結(jié)構(gòu)的天線諧振頻點下移了200 MHz，腔體電尺寸可減小約7%。

2.3 介質(zhì)板厚度的選擇

表1為介質(zhì)板厚度分別取1.5，2和3 mm時天線的性能對比。介質(zhì)板厚度與隔離度、交叉極化、帶寬呈正相關(guān)，與主極化增益呈負(fù)相關(guān)。這是由于的增加使電磁波傳輸空間增大，導(dǎo)體損耗和介質(zhì)損耗隨之減小，故在一定程度內(nèi)可以使天線輻射效率和相對帶寬增大；但另一方面，的增加使表面波迅速增強，不利于天線的輻射[13]。可見，SIW天線的介質(zhì)板厚度對端口隔離度、交叉極化等雙極化天線的關(guān)鍵性能均有影響，需根據(jù)具體應(yīng)用要求選用相應(yīng)的厚度，本文選取=3 mm。

(a)11隨腔體半徑sub的變化

(b)11隨縫隙半徑s的變化

(c)11隨金屬短路片寬度s的變化

(d)11隨交指電容長度1的變化

圖6 天線尺寸參數(shù)對11的影響

Fig.6 Influence of design parameters of the antenna on11

表1 介質(zhì)板厚度對天線性能的影響

Tab.1 Influence of substrate thickness on antenna’s characteristics

經(jīng)過HFSS的仿真優(yōu)化，確定天線的各尺寸參數(shù)分別為：sub=16.4 mm，=2.7 mm，=2 mm，s=12.5 mm，=3.4°，s=0.7 mm，s=0.8 mm，=0.8 mm，f=2.5 mm，f=9.5 mm，c=1.6 mm，c=2.7 mm，c=2.6 mm。仿真結(jié)果如圖8(a)所示，天線的相對阻抗帶寬約為1.7%（5.75~5.85 GHz），在工作頻帶內(nèi)端口隔離度均大于35 dB，主極化增益為8.5 dBi，交叉極化為–30 dB。

3 天線測試結(jié)果與討論

根據(jù)以上仿真結(jié)果設(shè)計并加工了天線，采用聚四氟乙烯材質(zhì)作為介質(zhì)板，相對介電常數(shù)為r=2.2，損耗角正切為0.0007，長和寬分別為sub=sub=55.8 mm，厚度=3 mm。天線正反面的加工實物圖如圖7所示。

圖7 天線實物圖

用HP 8722ES矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀對天線參數(shù)進行測量，結(jié)果如圖8(a)所示，由于兩端口結(jié)構(gòu)完全對稱，參數(shù)具有互易性和對稱性，滿足11=22，21=12。天線實測諧振中心為5.74 GHz，較之仿真結(jié)果存在約60 MHz的偏移。測量結(jié)果顯示介質(zhì)板的實際厚度為2.90 mm，略小于3 mm的設(shè)計厚度。經(jīng)驗公式表明[13]，天線介質(zhì)板厚度的減小將改變輻射縫隙的等效導(dǎo)納值和介質(zhì)板等效介電常數(shù)，從而使天線諧振中心發(fā)生偏移。若將這一誤差考慮在內(nèi)，則天線11仿真與實驗結(jié)果大致吻合，如圖8(a)所示，因此可以確定該頻偏主要是由厚度加工誤差所致。在工作頻帶內(nèi)實測21均小于–31 dB，略高于仿真值。天線增益的仿真和測試結(jié)果如圖8(b)所示，實測主極化增益為8.5 dBi，E面交叉極化在邊射方向為–25 dB，與仿真結(jié)果相符?？傮w而言天線具有較好的工作性能。

(a)參數(shù)

(b)方向圖

圖8 天線仿真和測試結(jié)果

Fig.8 Simulation and measurement results of the antenna

4 結(jié)論

利用圓形SIW結(jié)構(gòu)，設(shè)計了一副工作于5.8 GHz的雙極化縫隙天線。SIW諧振腔的TM11模與環(huán)形輻射縫隙相結(jié)合是天線具有高端口隔離度和高增益的主要原因。天線背面加載了微帶交指電容以減小腔體電尺寸。對天線進行實物加工，測試結(jié)果顯示工作頻帶內(nèi)端口隔離度均大于31 dB，主極化增益達8.5 dBi，E面交叉極化僅為–25 dB，但天線諧振頻點有所偏移，本文對這一誤差的原因做出了分析。天線可采用單層介質(zhì)板進行加工，具有結(jié)構(gòu)緊湊、易于集成的特點，在WLAN或MIMO通信當(dāng)中有一定的工程應(yīng)用價值。

[1] PARKER G S, ANTAR Y M M, ITTIPIBOON A, et al. Dual polarised microstrip ring antenna with good isolation [J]. Electron Lett, 1998, 34(11): 1043-1047.

[2] ZAMAN A U, MANHOLM L, DERNERYD A. Dual polarised microstrip patch antenna with high port isolation [J]. Electron Lett, 2007, 43(10): 551-553.

[3] 易釗, 肖海林, 胡振.一種適用于WLAN的新型小型化雙極化天線 [J]. 微波學(xué)報, 2013(4): 62-64.

[4] LI W, CHEN X J, ZHANG B, et al. Dual-polarized cavity-backed annular slot antenna of compact structure [J]. Electron Lett, 2014, 50(23): 1655-1661.

[5] LUO G Q, HU Z F, DONG L X, et al. Planar slot antenna backed by substrate integrated waveguide cavity [J]. IEEE Antenna Wireless Propagation Lett, 2008(7): 236-245.

[6] LUO G Q, HU Z F, LIANG Y, et al. Development of low profile cavity backed crossed slot antennas for planar integration [J]. IEEE Trans Antenna Propagation, 2009, 57(10): 2972-2981.

[7] LEE H, SUNG Y, WU C T, et al. Dual-band and polarization-flexible cavity antenna based on substrate integrated waveguide [J]. IEEE Antenna Wireless Propagation Lett, 2015, 15: 488-491.

[8] DONG Y, ITOH T. Miniaturized cavity-backed dual-polarized slot antenna [C]//Proceedings of the 2012 IEEE International Symposium on Antennas and Propagation. Chicago, USA: IEEE, 2012.

[9] POZAR D M. Microwave engineering[M]. New York，USA: John Wiley & Sons, 2009: 103.

[10] CHEN W S, HUANG C C, WONG K L. Microstrip-line-fed printed shorted ring-slot antennas for circular polarization [J]. Microwave Opt Technol Lett, 2001, 31(2): 137-140.

[11] GUAN D F, QIAN Z P, CAO W Q, et al. Compact SIW annular ring slot antenna with multiband multimode characteristics [J]. IEEE Transaction Antenna Propagation, 2015, 63(12): 5918-5922.

[12] LI J X, LUO G Q, LIANG Y, et al. Cavity backed dual slot antenna for gain improvement [J]. Microwave Opt Technol Lett, 2010, 52(2): 2767-2776.

[13] 鐘順時. 微帶天線理論與應(yīng)用[M]. 西安: 西安電子科技大學(xué)出版社, 1991: 25-27, 38.

[14] 姜彥南, 龐靖, 于新華, 等. 交指電容加載槽環(huán)天線研究 [J]. 電波科學(xué)學(xué)報, 2013(6): 1100-1104.

[15] 朱旗, 韓璐, 陳鵬, 等. 交指型左手微帶天線研究 [J]. 電波科學(xué)學(xué)報, 2009(5): 787-792.

（編輯：陳渝生）

Dual polarized annular slot antenna based on substrate integrated waveguide

LEI Jingwei, YANG Xuexia

(School of Communication and Information Engineering, Shanghai University, Shanghai 200072, China)

Based on the substrate integrated waveguide structure, a high isolation dual-polarized antenna was presented. On the front side of the antenna, an annular slot with the diameter of0/2 was etched and acted as the radiator. TM11was selected as the operation mode for the circular SIW cavity. The interdigital capacitors at the center of the back side reduced the electrical size of the cavity by approximately 7%. The antenna was fed by two ports respectively through a pair of orthogonal microstrip lines. The designed antenna operates on the band of 5.8 GHz with the –10 dB impedance bandwidth of about 1.7%. The simulated maximum gain is 8.5 dBi and the ports isolation is higher than 35 dB. The experiment result shows that the proposed dual polarized antenna operates with high isolation and high gain, which is suitable for MIMO wireless communication system.

dual polarization; substrate integrated waveguide; slot antenna; isolation; interdigital capacitors; cross polarization

10.14106/j.cnki.1001-2028.2017.04.019

TN826

A

1001-2028（2017）04-0096-05

2017-01-16

雷經(jīng)緯

特種光纖與光接入網(wǎng)省部共建重點實驗室資助項目 (No.08DZ2231100)

楊雪霞（1969－），女，甘肅民勤人，教授，博士，研究方向為天線理論技術(shù)，E-mail: yang.xx@shu.edu.cn ；雷經(jīng)緯（1992－），女，廣西南寧人，研究生，主要從事基片集成波導(dǎo)天線研究，E-mail: kingvey@live.com 。

網(wǎng)絡(luò)出版時間：2017-04-11 10:49

http://kns.cnki.net/kcms/detail/51.1241.TN.20170411.1049.019.html