一種基于維特比解碼的超高頻RFID讀寫(xiě)器解碼器設(shè)計(jì)

王 賀,王俊宇

(復(fù)旦大學(xué) 專(zhuān)用集成電路與系統(tǒng)國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，上海 201203)

一種基于維特比解碼的超高頻RFID讀寫(xiě)器解碼器設(shè)計(jì)

王 賀,王俊宇

(復(fù)旦大學(xué) 專(zhuān)用集成電路與系統(tǒng)國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，上海 201203)

車(chē)輛管理和生產(chǎn)管理等應(yīng)用對(duì)超高頻射頻識(shí)別(UHF RFID)讀寫(xiě)器的靈敏度有很高的要求．讀寫(xiě)器數(shù)字基帶解碼器作為接收鏈路的關(guān)鍵環(huán)節(jié)，其誤碼率(BER)性能直接影響讀寫(xiě)器的接收靈敏度．維特比解碼是一種廣泛應(yīng)用于卷積碼的解碼算法，利用卷積碼中碼元間的相互聯(lián)系實(shí)現(xiàn)糾錯(cuò)解碼．本文首次將維特比解碼移植應(yīng)用于UHF RFID系統(tǒng)中的FM0編碼的解碼算法中．該解碼器利用FM0編碼的記憶性，結(jié)合維特比解碼的糾錯(cuò)能力來(lái)降低誤碼率．仿真結(jié)果表明，該解碼器在信噪比(SNR)為7.3dB的條件下，可以將誤碼率降至10-5．相對(duì)于最優(yōu)接收機(jī)結(jié)構(gòu)，該解碼算法有2.5dB的信噪比優(yōu)勢(shì)．

射頻識(shí)別； 讀寫(xiě)器； 維特比； 解碼器

射頻識(shí)別(Radio Frequency Identification, RFID)是一種非接觸式自動(dòng)身份識(shí)別和信息獲取技術(shù)(Auto Identification and Data Collection, AIDC)．在RFID系統(tǒng)中，標(biāo)簽被附著在物品上，通過(guò)固定或手持式的讀寫(xiě)器對(duì)標(biāo)簽攜帶的物品信息進(jìn)行識(shí)別和讀取，讀寫(xiě)器和標(biāo)簽之間通過(guò)射頻信號(hào)進(jìn)行通信．該技術(shù)具有通信距離遠(yuǎn)、穩(wěn)定性高、設(shè)備使用壽命長(zhǎng)、損耗小等優(yōu)點(diǎn)，廣泛應(yīng)用于物品定位、醫(yī)療、物流管理等領(lǐng)域中[1-3]．近年來(lái)，隨著RFID技術(shù)的快速發(fā)展，尤其是超高頻(Ultra-High Frequency, UHF)RFID技術(shù)的不斷推廣，對(duì)于讀寫(xiě)器的靈敏度要求也不斷提高．讀寫(xiě)器數(shù)字基帶解碼器的性能對(duì)其靈敏度有直接的影響，在同等接收信號(hào)信噪比的條件下，解碼器的誤碼率(Bit Error Rate, BER)越低，讀寫(xiě)器靈敏度則越高．

在UHF RFID讀寫(xiě)器數(shù)字基帶解碼器設(shè)計(jì)上，前人采用的算法可分為基于跳變沿檢測(cè)和基于最優(yōu)接收機(jī)結(jié)構(gòu)2種．

在基于跳變沿檢測(cè)的算法中，文獻(xiàn)[4-5]中作者將接收到的信號(hào)整形成矩形波，再對(duì)矩形波進(jìn)行過(guò)零跳變檢測(cè)．通過(guò)跳變沿之間的時(shí)間間隔長(zhǎng)度對(duì)比來(lái)進(jìn)行解碼．在文獻(xiàn)[6]中，作者將FM0編碼的碼元符號(hào)重新分類(lèi)成4種具有不同占空比的基本波形，將接收信號(hào)整形成矩形波后，用自定義的基本碼元波形進(jìn)行解碼．然而在低信噪比環(huán)境下，較強(qiáng)的幅度噪聲會(huì)導(dǎo)致跳變沿位置產(chǎn)生偏移，從而轉(zhuǎn)化為相位噪聲．該相位噪聲對(duì)于跳變沿之間的時(shí)間間隔長(zhǎng)度以及碼元符號(hào)的占空比都會(huì)造成嚴(yán)重影響，進(jìn)而導(dǎo)致解碼算法誤碼率提高．因此該類(lèi)算法對(duì)于強(qiáng)噪聲干擾的抵抗能力較弱．

在基于最優(yōu)接收機(jī)結(jié)構(gòu)的算法中，文獻(xiàn)[7]提出利用匹配濾波器對(duì)接收信號(hào)的每個(gè)碼元進(jìn)行相關(guān)操作，根據(jù)相關(guān)值的大小關(guān)系進(jìn)行解碼判決．文獻(xiàn)中論述并證明了基于匹配濾波器的解碼算法相對(duì)于基于跳變沿檢測(cè)的解碼算法在性能上的優(yōu)勢(shì)．在文獻(xiàn)[8]中，同樣提出了基于相關(guān)操作的解碼算法，但是在其解碼判定時(shí)，仍然根據(jù)碼元相關(guān)值之間的大小關(guān)系進(jìn)行解碼判決．這種判決方式忽略了FM0編碼中相鄰碼元間的編碼聯(lián)系[9]，即FM0編碼的記憶性，且只利用相關(guān)值之間的大小關(guān)系而不是相關(guān)值的數(shù)值本身，因而未能充分利用接收信號(hào)中攜帶的全部信息，在解碼性能上還有優(yōu)化的空間．

維特比解碼是一種廣泛應(yīng)用于卷積碼的解碼方法，其特點(diǎn)是能夠利用編碼時(shí)不同碼元之間的約束關(guān)系，通過(guò)接收到的多個(gè)后方碼元的波形共同確定前方某個(gè)碼元的最大似然譯碼結(jié)果，從而糾正前方碼元解碼時(shí)可能產(chǎn)生的解碼錯(cuò)誤．本論文提出了一種基于維特比解碼的RFID基帶解碼器設(shè)計(jì)方法，充分利用了FM0編碼的記憶性以及接收信號(hào)中攜帶的全部信息，可有效地實(shí)現(xiàn)對(duì)FM0編碼的前向糾錯(cuò)解碼，與同類(lèi)解碼器相比，信噪比性能提升2.5dB．

1 解碼器算法設(shè)計(jì)

1.1FM0編碼的編碼規(guī)則及特性

FM0是一種雙相間空編碼，其對(duì)于數(shù)據(jù)0和數(shù)據(jù)1的基本符號(hào)波形相互正交，這一特性使得當(dāng)應(yīng)用匹配濾波器對(duì)碼元進(jìn)行相關(guān)操作時(shí)，不同數(shù)據(jù)的編碼后碼元相關(guān)值差距明顯．圖1所示為FM0編碼的4種基本波形，其中數(shù)據(jù)0和數(shù)據(jù)1各有2種基本波形且互為反向．在編碼過(guò)程中，將這4種基本波形視為4個(gè)編碼狀態(tài)S1～S4，其狀態(tài)跳轉(zhuǎn)規(guī)則如圖2所示．由該狀態(tài)圖可以得知，對(duì)于任意2個(gè)相鄰比特，其編碼后波形在碼元交界處必須進(jìn)行一次相位翻轉(zhuǎn)．因此每一個(gè)數(shù)據(jù)比特編碼后的碼元波形必然受前一個(gè)碼元的影響．

圖1 FM0編碼的基本波形符號(hào)Fig.1 Basic waveforms of FM0 code

圖2 FM0編碼狀態(tài)跳轉(zhuǎn)圖Fig.2 State transition diagram of FM0 code

1.2維特比算法在FM0解碼中的應(yīng)用分析

維特比算法是一種應(yīng)用于卷積碼解碼的最大似然解碼算法．在卷積碼編碼中，每一個(gè)k比特長(zhǎng)的輸入序列對(duì)應(yīng)一個(gè)n比特長(zhǎng)的輸出序列，即對(duì)于單個(gè)比特信息來(lái)說(shuō)，其編碼后的波形受附近k-1個(gè)比特信息的影響，該特性為卷積碼的有限記憶性．維特比算法則利用此有限記憶性，通過(guò)當(dāng)前碼元之后多個(gè)碼元的波形判定當(dāng)前碼元的最大似然解碼結(jié)果．

由上一節(jié)的分析可知，F(xiàn)M0編碼的相鄰碼元波形之間存在著制約關(guān)系，通過(guò)與卷積碼的類(lèi)比，可以發(fā)現(xiàn)在原理上維特比算法同樣能夠優(yōu)化FM0解碼算法的性能．

在實(shí)際算法實(shí)現(xiàn)中，由于FM0編碼的每個(gè)基本波形只包括2個(gè)單位電平，組成(1,1)，(1,0)，(0,1)或(0,0)4種基本波形，如果直接采用卷積碼解碼中衡量接收碼元與理想碼元之間距離的方式，即僅依靠2個(gè)單位電平的判決結(jié)果進(jìn)行分支度量的話，其分支度量精度則只有兩位，無(wú)法充分發(fā)揮維特比解碼算法的糾錯(cuò)能力．因此，本文中將采用對(duì)每個(gè)接收到的碼元與理想基本波形進(jìn)行相關(guān)操作，再將獲得的相關(guān)值進(jìn)行多位量化并與理想量化值做差的方式來(lái)獲得更高精度的分支度量結(jié)果．在該分支度量結(jié)果的基礎(chǔ)上，便可將維特比解碼算法移植應(yīng)用到FM0解碼中．

1.3維特比解碼器在RFID讀寫(xiě)器中的作用

RFID讀寫(xiě)器接收機(jī)的架構(gòu)以及維特比解碼器在其中的作用如圖3所示．標(biāo)簽返回的信號(hào)被天線接收后，經(jīng)過(guò)射頻和模擬前端電路的處理變?yōu)槟M基帶信號(hào)．該信號(hào)由模數(shù)轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào)后，進(jìn)入數(shù)字基帶．在數(shù)字基帶中，幀同步模塊負(fù)責(zé)檢測(cè)幀頭編碼序列并確定數(shù)據(jù)編碼段的起始位置．碼元同步模塊負(fù)責(zé)確定每個(gè)碼元的邊界并在碼元結(jié)束時(shí)向維特比解碼器提供解碼使能信號(hào)．匹配濾波器組負(fù)責(zé)向維特比解碼器提供分支度量所需的相關(guān)值．維特比解碼器在解碼使能信號(hào)的控制下，根據(jù)每個(gè)碼元與理想基本波形的相關(guān)值進(jìn)行解碼操作．協(xié)議處理模塊負(fù)責(zé)根據(jù)解碼輸出以及標(biāo)準(zhǔn)協(xié)議的規(guī)定，對(duì)該標(biāo)簽返回的信號(hào)做出響應(yīng)．

圖3 RFID讀寫(xiě)器接收機(jī)架構(gòu)Fig.3 Structure of the RFID reader receiver

1.4維特比解碼器算法流程

為了闡述維特比解碼算法應(yīng)用在FM0解碼時(shí)的算法流程，將FM0編碼的狀態(tài)跳轉(zhuǎn)圖轉(zhuǎn)化為圖4所示的狀態(tài)網(wǎng)格表．維特比算法將沿著該狀態(tài)網(wǎng)格表執(zhí)行．在圖4中，Si(i=1,2,3,4)代表4種基本波形狀態(tài)，實(shí)線代表因接收數(shù)據(jù)1引起的狀態(tài)跳轉(zhuǎn)，虛線代表因接收數(shù)據(jù)0引起的狀態(tài)跳轉(zhuǎn)．參數(shù)n代表接收到的碼元的序號(hào)，Di(n)(i=1,2,3,4)代表第n個(gè)碼元相對(duì)于理想基本波形Si的歐幾里得距離，Ai(n)(i=1,2,3,4)代表第n個(gè)碼元處理后狀態(tài)Si的累積距離．

圖4 FM0編碼的狀態(tài)網(wǎng)格表Fig.4 Trellis diagram of FM0 encoding

在該狀態(tài)網(wǎng)格表的基礎(chǔ)上，維特比算法將按照?qǐng)D5所示流程進(jìn)行．當(dāng)解碼器接收到解碼使能信號(hào)時(shí)，代表單個(gè)碼元接收結(jié)束，解碼算法將按照以下6個(gè)步驟進(jìn)行：

圖5 維特比算法流程Fig.5 Workflow of the Viterbi algorithm

1) 首先，解碼器將從匹配濾波器組中獲得當(dāng)前碼元與4種基本波形的相關(guān)值．

2) 然后，將該相關(guān)值進(jìn)行4位軟判決量化，量化的最大值對(duì)應(yīng)的相關(guān)值為理想波形與本地基本波形匹配得到的相關(guān)值．將量化后的碼元相關(guān)值與理想相關(guān)值做差，便得到了該碼元量化后的歐幾里得距離，即為網(wǎng)格表中的Di(n)．

3) 對(duì)于每一種編碼狀態(tài)Si，都有2條通向該狀態(tài)的路徑，比較這2條路徑的上游狀態(tài)的累積距離，選取累積距離較小的一條路徑作為該狀態(tài)的幸存路徑．例如，在n=3時(shí)，對(duì)于狀態(tài)S1來(lái)說(shuō)，如果A2(2)

4) 確定幸存路徑之后，將該路徑的上游狀態(tài)的累積距離與當(dāng)前碼元的歐幾里得距離相加，得到當(dāng)前處理狀態(tài)的累積距離．對(duì)于上一個(gè)例子來(lái)說(shuō)，即將A2(2)與D1(3)相加作為n=3時(shí)S1的累積距離．

5) 在計(jì)算完成每一種編碼狀態(tài)的累積距離后，從中選取累積距離最小的狀態(tài)．

6) 最后，沿著該累積距離最小的狀態(tài)的幸存路徑開(kāi)始固定長(zhǎng)度的回溯譯碼，回溯過(guò)程中，每經(jīng)過(guò)一條實(shí)線說(shuō)明該碼元的譯碼結(jié)果為1，每經(jīng)過(guò)一條虛線說(shuō)明該碼元的譯碼結(jié)果為0．當(dāng)回溯完成時(shí)最后一個(gè)碼元的譯碼輸出即為該碼元的最大似然譯碼結(jié)果，解碼器將該結(jié)果輸出給協(xié)議處理模塊．

對(duì)于約束長(zhǎng)度為2的卷積碼來(lái)說(shuō)，回溯長(zhǎng)度為5時(shí)即可獲得理想的解碼精度[10]，該結(jié)論對(duì)于FM0編碼同樣適用．如果當(dāng)前處理碼元是一幀信號(hào)的最后一個(gè)碼元，則回溯過(guò)程中的所有譯碼結(jié)果將作為最后6個(gè)碼元的譯碼結(jié)果同時(shí)輸出．

在解碼過(guò)程中，如果某個(gè)碼元受到了較強(qiáng)噪聲的影響，導(dǎo)致其與正確的理想基本波形的相關(guān)值小于與錯(cuò)誤的理想基本波形的相關(guān)值，此時(shí)僅僅根據(jù)兩種相關(guān)值的大小關(guān)系進(jìn)行解碼判決就會(huì)產(chǎn)生誤碼．但是在維特比解碼算法中，雖然該碼元相對(duì)于理想基本波形的歐幾里得距離較大，但是如果其后面接收到的數(shù)個(gè)碼元沒(méi)有被強(qiáng)噪聲干擾，依然可以憑借后面接收的碼元較小的歐幾里得距離獲得正確的幸存路徑，從而實(shí)現(xiàn)前向糾錯(cuò)解碼的功能．

2 解碼器電路實(shí)現(xiàn)

2.1維特比解碼器電路結(jié)構(gòu)

為了實(shí)現(xiàn)第一節(jié)闡述的維特比解碼算法，本文設(shè)計(jì)的解碼器電路結(jié)構(gòu)如圖6所示．從子模塊劃分上來(lái)看，該電路分為軟判決量化器、累積距離存儲(chǔ)器、比較選擇器、最小值選擇器、幸存路徑寄存器．

圖6 維特比解碼器電路結(jié)構(gòu)Fig.6 Hardware architecture of the Viterbi decoder

軟判決量化器負(fù)責(zé)對(duì)從匹配濾波器組獲取的相關(guān)值進(jìn)行4位量化，獲得當(dāng)前碼元與4種理想基本波形之間的歐幾里得距離．

累積距離存儲(chǔ)器負(fù)責(zé)存儲(chǔ)屬于每個(gè)FM0編碼狀態(tài)的累積距離值，該累積值在每處理完一個(gè)碼元后會(huì)得到更新，更新值取決于比較選擇器的選擇結(jié)果．比較選擇器選取兩個(gè)輸入值中的較小值與量化器產(chǎn)生的相應(yīng)歐幾里得距離相加，即為該編碼狀態(tài)的累積距離更新值．在實(shí)際設(shè)計(jì)過(guò)程中，隨著接收碼元個(gè)數(shù)的增加，累積距離將不斷的增長(zhǎng)，其累加操作的位數(shù)也將不斷增加．為了避免當(dāng)幀長(zhǎng)度較大時(shí)累加操作的硬件消耗過(guò)大，電路中設(shè)置了幅值控制邏輯，即當(dāng)4個(gè)編碼狀態(tài)的累積距離中的最小值達(dá)到某閾值時(shí)，將所有累積距離值減去該閾值．這樣既能將累積距離值控制在一定范圍內(nèi)，又不會(huì)改變各個(gè)累積距離值之間的相對(duì)關(guān)系．

最小值選取模塊將從更新后的4個(gè)累積距離中選取最小值，并將其狀態(tài)序號(hào)輸出給幸存路徑寄存模塊，用來(lái)控制解碼器的解碼輸出．

幸存路徑寄存模塊既負(fù)責(zé)存儲(chǔ)每個(gè)編碼狀態(tài)對(duì)應(yīng)的一定長(zhǎng)度的幸存路徑，也負(fù)責(zé)根據(jù)最小值選取模塊提供的4個(gè)累積距離中最小值的序號(hào)產(chǎn)生解碼輸出．該模塊中設(shè)有4個(gè)分別屬于4種編碼狀態(tài)的長(zhǎng)度為6的幸存路徑寄存器，其中存儲(chǔ)了以該狀態(tài)為起點(diǎn)，回溯深度為5的幸存路徑．每當(dāng)一個(gè)碼元接收完成，幸存路徑將被更新，獲得最小累積距離值的編碼狀態(tài)對(duì)應(yīng)的幸存路徑寄存器所移出的解碼結(jié)果將作為解碼器的解碼輸出．

2.2電路硬件實(shí)現(xiàn)

圖7 維特比解碼器版圖實(shí)現(xiàn)Fig.7 Layout of the Viterbi decoder

本文所設(shè)計(jì)的維特比解碼器在SMIC 0.13μm工藝下由Design Complier進(jìn)行了邏輯綜合．該解碼器的硬件實(shí)現(xiàn)參數(shù)為時(shí)鐘頻率5.12MHz，邏輯綜合后面積為20486μm2，等效門(mén)數(shù)4.2kEGs，功耗6.53μW．與文獻(xiàn)[11]中實(shí)現(xiàn)的整個(gè)數(shù)字基帶對(duì)比，在相同工藝下，該解碼器所消耗的硬件面積僅為整個(gè)數(shù)字基帶面積的4.9%．考慮到該解碼器能夠帶來(lái)的解碼性能提升，該解碼器在硬件消耗上是高效的．設(shè)計(jì)中的時(shí)鐘頻率設(shè)定為協(xié)議規(guī)定的標(biāo)簽返回信號(hào)最高數(shù)據(jù)率的8倍，在此設(shè)定下，每個(gè)碼元將包含8個(gè)采樣點(diǎn)供解碼器分析處理．

該電路在SMIC 0.13μm工藝下通過(guò)Astro后端設(shè)計(jì)軟件進(jìn)行芯片實(shí)現(xiàn)．其版圖照片如圖7所示，版圖中單元面積為21000μm2，核心面積為22100μm2，核心利用率為95%．該版圖通過(guò)了相應(yīng)的Layout Versus Schematic(LVS)和Design Rule Checking(DRC)驗(yàn)證．

2.3電路功能驗(yàn)證

對(duì)于電路的解碼功能驗(yàn)證仿真在Modelsim軟件平臺(tái)上進(jìn)行，仿真圖像如圖8所示．圖中所示測(cè)試信號(hào)為加入了高斯白噪聲的FM0編碼信號(hào)．圖中第3行為外部輸入的解碼使能信號(hào)，第4行為解碼輸出．如圖中上方箭頭所示，由于解碼器的回溯深度為5，所以相對(duì)于輸入信號(hào)，解碼輸出有5個(gè)碼元的解碼延遲，

第5～6行分別為當(dāng)前碼元相對(duì)于編碼狀態(tài)S1(1,1)、S2(1,0)的歐幾里得距離，從圖中可以看出，接收碼元波形與理想基本波形差距越大時(shí)，其歐幾里得距離也越大．

第7～10行分別為4種狀態(tài)的累積距離值，從圖中可以看出累積距離呈上升狀態(tài)，當(dāng)累積距離最小值超過(guò)閾值時(shí)，所有累積值將同時(shí)減小，如圖中下方箭頭所示．

從仿真結(jié)果可以看出，該解碼器在功能上實(shí)現(xiàn)了維特比解碼算法流程，且解碼結(jié)果正確．

圖8 解碼器功能驗(yàn)證仿真圖Fig.8 Function verification waveforms of the Viterbi decoder

3 性能仿真與分析

為了衡量該維特比解碼器的解碼性能，在Matlab軟件平臺(tái)上進(jìn)行了誤碼率仿真．在仿真中通過(guò)在理想FM0編碼序列中加入可控強(qiáng)度的高斯白噪聲，獲得一定信噪比下的測(cè)試信號(hào)，解碼該測(cè)試信號(hào)并統(tǒng)計(jì)相應(yīng)信噪比下的誤碼率性能．

仿真結(jié)果及性能對(duì)比如圖9所示．按照?qǐng)D中曲線標(biāo)注的順序，第1條和第3條曲線對(duì)應(yīng)的解碼算法基于跳變檢測(cè)實(shí)現(xiàn)，但是在跳變檢測(cè)前采用的波形整形算法不同．第2條和第4條曲線采用最優(yōu)接收機(jī)結(jié)構(gòu)的解碼算法，其中第2條曲線采用的采樣率較高因而性能較好．第5條曲線采用維特比解碼算法獲得，為了便于對(duì)比，該曲線與第4條曲線采用相同的采樣率．從圖9中可以看出，采用最優(yōu)接收機(jī)結(jié)構(gòu)的算法性能優(yōu)于基于跳變檢測(cè)的算法，同時(shí)維特比算法的性能優(yōu)于最優(yōu)接收機(jī)結(jié)構(gòu)，這與理論分析的結(jié)果相符合．本文采用的解碼算法能夠在信噪比為7.3dB時(shí)將誤碼率控制在10-5，相比于最優(yōu)接收機(jī)結(jié)構(gòu)，達(dá)到相同誤碼率時(shí)所需的信噪比整體低2.5dB．

圖9 在不同信噪比下誤碼率性能仿真結(jié)果Fig.9 Simulation results of the BBER with different RSNR

4 結(jié) 論

本文設(shè)計(jì)并實(shí)現(xiàn)了一種應(yīng)用于UHF RFID讀寫(xiě)器數(shù)字基帶中的維特比解碼器．該解碼器將維特比解碼方法移植應(yīng)用于FM0編碼的解碼算法中，利用FM0編碼的記憶性，實(shí)現(xiàn)前向糾錯(cuò)解碼從而降低誤碼率．該解碼器在信噪比為7.3dB的條件下，可以將誤碼率控制在10-5，相對(duì)于最優(yōu)接收機(jī)結(jié)構(gòu)有2.5dB的信噪比優(yōu)勢(shì)．

[1] JIAN M, TAKAHASHI Y. Low cost design of HF-band RFID system for mobile robot self-localization based on multiple readers and tags [C]∥International Conference on Robotics and Biomimetics(ROBIO), Zhuhai, China： IEEE Press, 2015： 194-199.

[2] JAYAWARDANA D, KHARKOVSKY S, LIYANAPATHIRANA R. Measurement system with a RFID tag antenna mounted on structural members for infrastructure health monitoring [C]∥Instrumentation and Measurement Technology Conference(IMTC). Pisa, Italy： IEEE Press, 2015： 7-12.

[3] PAYDAR S, ENDUT I R, LAJEVARDI A. Environmental determinants of RFID adoption in retail supply chain, a binary logistic regression analysis [C]∥RFID-Technologies and Applications(RFID-TA). Johor Bahru, Malaysia： IEEE Press, 2013： 1-6.

[4] ZHANG F N, WANG X A, YONG S S,etal. A multi-bit encoder and FM0/Miller decoder design for UHF RFID reader digital baseband [C]∥Solid-State and Integrated Circuit Technology(ICSICT). Xi'an, China： IEEE Press, 2012： 1-3.

[5] ANGERER C, RUPP M. Advanced synchronization and decoding in RFID reader receivers [C]∥Radio and Wireless Symposium(RWS), San Diego, USA： IEEE Press, 2009： 59-62.

[6] BAUTISTA N F B, MARCIANO J J S. Enhanced FM0 decoder for UHF passive RFID readers using duty cycle estimations [C]∥RFID-Technologies and Applications(RFID-TA).Sitges, Spain： IEEE Press, 2011： 306-312.

[7] LUO X, SUNG HO C. A RFID decoder using a matched filter for compensation of the frequency variation [C]∥Wireless Communications, Networking and Mobile Computing(WiCom). Beijing, China： IEEE Press, 2009： 1-5.

[8] WEI P, LI B, YANG Y Q,etal. Synchronization with timing recovery loop in UHF RFID reader receivers [C]∥International Conference Electronics, Circuits, and Systems(ICECS). Athens, Greece： IEEE Press, 2010： 1148-1151.

[9] EPCTMglobal. EPCTMRadio-frequency identity protocols generation-2 UHF RFID protocol for communications at 860 MHz-960 MHz Version 2.0.0[D/OL].(2008-10-23)[2016-05-06]. http：∥www.gs1.org/sites/default/files/docs/epc/uhfc1g2_2_0_0_st-andard_20131101.pdf.

[10] VITERBI A, STIFFLER J. Performance of N-orthogonal codes(Corresponding.) [J].IEEETransactionsonInformationTheory, 1967,13(3)： 521-522.

[11] GUO Z Y, WANG X A, YONG S S,etal. Design and realization of UHF RFID reader digital baseband [C]∥Solid-State and Integrated Circuit Technology(ICSICT). Guilin, China： IEEE Press, 2014： 1-3.

Abstract： The applications on the vehicle management and the production management of the ultra-high frequency(UHF) radio frequency identification(RFID) system have high requirement on the sensitivity of the reader. The decoder in the digital baseband is a crucial part of the receive link, the bit error rate(BER) of which has a direct influence on the sensitivity of the reader. The Viterbi decoding is a decoding algorithm widely used in the convolutional code decoding, taking advantage of the interaction of different encoded bits and realizing the forward error correcting. As far as what we learnt from the literature, it is the first time that the Viterbi decoding algorithm is applied to the FM0 decoding in the UHF RFID system. Based on the error correcting ability of the Viterbi decoding, the decoder decreases the BER by exploiting the memory property of the FM0 code. Simulation results show that the Viterbi decoder achieves a BER of 10-5under the Singnal to Noise Ratio(SNR) of 7.3 dB. Compared with the traditional optimal receiver structure, the Viterbi decoder has an SNR benefit of 2.5 dB.

Keywords： radio frequency identification; reader; Viterbi; decoder

ADecoderDesignforUHFRFIDReaderBasedontheViterbiDecodingAlgorithm

WANG He, WANG Junyu

(StateKeyLaboratoryofASIC&System,FudanUniversity,Shanghai201203,China)

TN402

A

0427-7104(2017)03-0321-07

2016-06-06

國(guó)家科技支撐計(jì)劃(2015BAK36B01)

王 賀(1988—)，男，碩士研究生；王俊宇，男，教授，通信聯(lián)系人，E-mail： junyuwang@fudan.edu.cn.