一種基于軟件無線電的頻譜掃描技術

全大英，劉恒良，孔維太，金小萍

(中國計量大學 信息工程學院，浙江 杭州 310018)

一種基于軟件無線電的頻譜掃描技術

全大英，劉恒良，孔維太，金小萍

(中國計量大學 信息工程學院，浙江 杭州 310018)

在無線電綜合測試儀的設計中，頻譜掃描是一項基礎技術.將需要掃描的頻譜劃分成子帶，進而提出了一種通過在模擬前端采用可變頻率本振的混頻器和低通濾波器實現(xiàn)子帶信號分離，然后對子帶信號進行采樣并且變換到頻域，最后將所有子帶頻譜拼接獲得完整頻譜的技術.為了實現(xiàn)該技術，設計了一個由軟件無線電(Software-defined Radio, SDR)接收機和數(shù)字信號處理片上系統(tǒng)(System on Chip, SOC)組成的軟件無線電平臺.隨后，在基于該平臺實現(xiàn)的綜測儀原型上對頻譜分析技術進行了驗證.仿真和實驗表明，該方法和原型樣機能夠對0～6 GHz范圍的頻譜進行掃描，同時具有較低的噪聲水平和較好的動態(tài)范圍，且能夠提供相位譜，因而適用于嵌入式頻譜儀和無線電綜測儀的應用場合.

頻譜分析；子帶；軟件無線電；無線電綜合測試儀.

Abstract: Spectrum scanning is one of the basic techniques employed in the design of radio test instruments. In this paper, a mixer with variable local oscillator frequency followed by a low pass filter was adopted to acquire data to calculate the sub-bands of the entire spectrum. The sub-band signals are sampled and converted to the frequency domain. The entire spectrum was reconstructed by splicing the sub-bands spectrum. To implement this scheme, we proposed a software-defined radio platform, which was composed of a software-defined radio (SDR) receiver and a digital signal processing system on chip (SOC). Finally, a radio test set prototype was implemented based on the platform, which verified the proposed spectrum analysis scheme. Simulations and experiments show that the proposed scheme and the prototype are able to analyze the spectrum within 6GHz span, with low noise and high dynamic range, and can also provide the phase spectrum. The proposed scheme and the prototype are suitable for applications in built-in spectrum analyzers and radio test instruments.

Keywords: spectrum analysis; sub bands; software-defined radio; radio test set

傳統(tǒng)掃頻式頻譜儀的射頻前端采用超外差式的結構，首先對射頻信號進行變頻，然后在中頻進行濾波和功率檢波，以獲得該分辨率帶寬內(nèi)的信號功率；同時，不斷改變射頻本振頻率并相應進行上述功率檢波以達到掃頻的目的[1-2].隨著數(shù)字信號處理技術的發(fā)展，一方面人們對傳統(tǒng)掃頻儀的中頻信號進行了數(shù)字化處理，提高了掃頻儀的精度和靈活性；另一方面出現(xiàn)了直接對信號進行高速采樣，然后進行數(shù)字傅里葉(DFT)變換的純數(shù)字式頻譜儀[1-6].

傳統(tǒng)掃頻式頻譜儀支持的帶寬大，成本相對較低，但是存在模擬功率檢波易受環(huán)境影響，精度受限，電路實現(xiàn)靈活性不夠等缺點.對于中頻信號處理的數(shù)字化在某種程度上改進了傳統(tǒng)掃頻式頻譜儀的處理能力和靈活性.傳統(tǒng)掃頻式頻譜儀還有一個問題是無法獲取相位譜[5,7].

純數(shù)字式頻譜儀處理精度高，能夠獲得相位譜，但是受限于ADC的性能和Nyquist采樣定律，往往無法做到很寬的頻段[3-5].

結合傳統(tǒng)掃頻式頻譜儀和純數(shù)字傅里葉變換式頻譜儀的優(yōu)點，本文采用一個軟件無線電平臺實現(xiàn)了一個小型的實時頻譜儀.該頻譜儀支持對高達6 GHz的信號頻譜進行分析，并且能夠同時提供功率譜和相位譜.由于采用了軟件無線電架構，該頻譜儀電路簡單、體積小、接口豐富，能夠滿足大量便攜式、嵌入式的頻譜分析需求.

本文章節(jié)安排如下：

第一節(jié)給出了頻譜掃描的基本流程，并討論了實現(xiàn)中需要考慮的參數(shù)選擇問題.第二節(jié)給出了實現(xiàn)上述頻譜掃描算法的軟件無線電平臺軟硬件實現(xiàn)架構.第三節(jié)給出了仿真結果以及在一個實際的嵌入式掃頻儀原型上測試的結果.第四節(jié)對全文做出總結.

1 算 法

1)頻譜掃描算法流程

當需要分析高達6 GHz的信號頻譜的時候，現(xiàn)有器件無法滿足直接采樣的要求.因此需要結合傳統(tǒng)掃頻式頻譜儀的射頻前端，將頻譜分段掃描.針對其中的一段頻譜，采用數(shù)字式頻譜儀的FFT計算方法獲取功率譜和相位譜.

假設掃描的頻段為

[fs,fe].

(1)

為了獲得[fs,fe] 頻段內(nèi)完整的頻譜，需要完成如下步驟：

a)模擬混頻：假設輸入模擬信號表示為s(t)，經(jīng)過混頻的信號表示為sbb(t) ，則混頻到基帶的信號表示為

sbb,n(t)=s(t)·exp(j·2πfrc,n),

(2)

其中frc,n表示第n次計算時的本振頻率，sbb,n(t)表示第n個子帶信號.

b)濾波：在對信號采樣時為了滿足Nyquist采樣定律，需要對sbb,n(t)進行抗混疊濾波，濾波之后的信號sbc,n(t) 可以表示為

sbc,n(t)=sbb,n(t)?h(t).

(3)

其中?表示卷積計算；h(t)表示抗混疊濾波器的沖激響應，將sbc,n(t)的頻段限制在抗混疊濾波器帶寬Bbc范圍之內(nèi)，其中Bbc最大可以取Bsmax，并且Bbc小于采樣頻率fsampling.

c)采樣：采用高于Bbc的采樣率采樣sbc,n(t)，得到sbc,n(m),m=0,1,...,Lfft-1 ，Lfft為FFT計算的點數(shù).

d)通過FFT計算獲得每一段信號的功率譜和相位譜

Pbc,n=20·log10{fftshift[abs(fft(sbc,n)]}

Phbc,n=angle{fftshift[fft(sbc,n)]} .

(4)

2)算法實現(xiàn)參數(shù)分析

考慮到性能和實現(xiàn)的復雜度折中問題，需要分析上述步驟中的參數(shù)選取原則.

a)頻譜子帶帶寬Bsub，抗混疊濾波器帶寬Bbc，采樣頻率fsampling設計：

首先Bsmax為前端最大處理帶寬，所以Bsmax>Bbc；然后，為了保證整個頻譜子帶各頻率分量不被濾除，抗混疊濾波器帶寬Bbc需要大于頻譜子帶帶寬Bsub；最后為了確保子帶頻譜不發(fā)生混疊現(xiàn)象，采樣頻率fsampling需要大于抗混疊濾波器帶寬Bbc，假設為復信號處理.

因此，為了得到正確的拼接頻譜，需要滿足:

Bsmax≥Bbc>Bsub,

(5)

fsampling>Bbc.

(6)

b)掃頻分辨率：

掃頻分辨率取決于采樣帶寬fsampling和采樣深度或者FFT計算點數(shù).一般而言，掃頻分辨率fresolution可以表示為

fresolution=fsampling/Lfft.

(7)

其中，fsampling為采樣帶寬，Lfft為FFT計算點數(shù)或采樣深度.

c)掃頻速度

掃頻速度與頻率分辨率和子帶帶寬密切相關.頻率分辨率越高，則意味著處理相同子帶帶寬時FFT的長度Lfft越大，即每個子帶的處理時間越長，造成子帶切換的周期越長.而在相同分辨率條件下，選擇子帶的帶寬也會影響掃頻速度：子帶帶寬越大，造成一次FFT的長度Lfft越大，但是子帶切換的次數(shù)會變少；相反，子帶帶寬越小，造成一次FFT的長度Lfft越小，但是子帶切換的次數(shù)會增加.工程實現(xiàn)時應該結合軟硬件設計，合理選取頻率分辨率和子帶帶寬.

d)存儲容量

2 實 現(xiàn)

上述的算法步驟，適合于采用軟件無線電平臺實現(xiàn).在模擬前端完成本振頻率可變的直接變頻，將信號不同子帶變換到基帶，經(jīng)過低通濾波后進行采樣，并進行數(shù)字降采樣；然后在數(shù)字信號處理平臺進行FFT計算完成頻譜分析，最終將所有子帶的頻譜拼接后獲得完整的頻譜.

1)用于頻譜分析的軟件無線電平臺

本文采用了一個高集成度的平臺，主要包括一個高性能的模擬前端和數(shù)字采樣率變換模塊組成的軟件無線電接收器和一個由雙核ARM和可編程邏輯(PL)組成的高性能數(shù)字信號處理平臺.見圖1.

圖1 應用于頻譜掃描的軟件無線電平臺Figure 1 Software-defined platform for spectrum scanning

圖1所示的軟件無線電接收機選用Analog Device公司的AD9361.而DSP 平臺采用Xilinx公司的Zynq SOC.

Analog Device公司的AD9361是一款高性能、高集成度的射頻(RF)收發(fā)器，它在單個器件中集成了所有收發(fā)器必要的RF、混合信號和數(shù)字模塊，并具有可編程能力.其工作頻率為70 MHz～6 GHz，通道帶寬為200 kHz～56 MHz[8-9].AD9361的功能框圖如圖2所示.

圖2 AD9361接收端架構Figure 2 Architecture of RX link of AD9361

從圖2可以看出，AD9361采用的是零中頻架構，接收到的RF信號不經(jīng)過中頻變頻，而是直接變頻到基帶信號.芯片包含了射頻放大器、混頻器、模擬濾波器、12 位的 ADC 和 DAC、數(shù)字濾波器、采樣率變換等模塊，另外還集成了收發(fā)通道的頻率合成器，用于為RF信號路徑生成需要的本振信號.

由于AD9361是零中頻架構，會產(chǎn)生直流偏置和正交不平衡現(xiàn)象，因此，在芯片內(nèi)部每個接收子系統(tǒng)集成了獨立的直流偏置校正、正交校正和數(shù)字濾波電路.為了在多種溫度和輸入信號條件下維持高性能水準，芯片還提供了自動增益控制( AGC) 系統(tǒng).

在用作頻譜分析時，基于上述校正電路，需要設計手動或自動的校正流程；同時為正確計算信號功率，需要關閉AGC而采用手動增益控制(MGC).

圖1所示的軟件無線電平臺中，AD9361接收器主要實現(xiàn)下列功能：

a)通過調(diào)整接收端混頻器本振頻率，將輸入的模擬RF信號下變頻到不同的子帶基帶信號；

b)ADC采集模擬基帶信號得到過采樣的數(shù)字信號；

c)經(jīng)過數(shù)字濾波器對信號進行濾波，并通過調(diào)整各數(shù)字濾波器的抽取系數(shù)產(chǎn)生需要的數(shù)據(jù)流速率.

Zynq-7000 AP SOC是Zynq-7000全可編程片上系統(tǒng)(Zynq-7000 All Programmable System on Chip)的縮寫，它將一個雙核ARM Cortex-A9處理系統(tǒng)(Processing System，簡稱PS)和Xilinx 7-Series 28 nm 可編程邏輯(Programmable Logic，簡稱PL)及各種外圍設備集成到一個芯片上，組成了一個高集成度的片上系統(tǒng)(SOC)[10-13].圖3為一個簡化的Zynq結構模型：

圖3 Zynq SOC架構Figure 3 Architecture of Zynq SOC

Zynq SOC在最外層結構上只有兩部分：處理系統(tǒng)(PS)和可編程邏輯(PL)，PS和PL之間通過高速AXI接口進行數(shù)據(jù)的交換，這樣，使用Zynq SOC既可以單獨使用ARM來實現(xiàn)嵌入式系統(tǒng)的設計，又可以使用FPGA來實現(xiàn)各種時序邏輯和組合邏輯的設計，最為關鍵的是可以同時使用二者來進行更為靈活的系統(tǒng)級功能設計.

圖1所示的軟件無線電平臺中，Zynq作為數(shù)字信號處理平臺，主要實現(xiàn)下列功能：

a)通過SPI接口控制AD9361的各種參數(shù)，主要是初始化AD9361、通道校正、工作模式配置等，特別是調(diào)整AD9361的接收端本振頻率實現(xiàn)掃頻；

b)存儲AD9361采集到的數(shù)據(jù)流并進行FFT計算得到頻譜子帶數(shù)據(jù)；

c)通過對外接口例如以太網(wǎng)，傳輸頻譜子帶數(shù)據(jù)到外部設備.

2)軟件實現(xiàn)架構

在圖1所示平臺上實現(xiàn)上述頻譜掃描算法的軟件分別運行在處理系統(tǒng)(PS)和可編程邏輯(PL)上，具有軟件結構復雜、功能集成度高、工具鏈集成度高的特點.

在PL上，采用邏輯電路實現(xiàn)AD9361接口、DMA控制器和大運算量的FFT譜分析的功能.PL邏輯電路架構如圖4.

圖4 可編程邏輯電路架構Figure 4 Programmable Logic design

PS側采用軟件工程的方法進行設計，運行于PS的軟件采用分層架構，底層是操作系統(tǒng)，中間是驅動層，最上層是應用層.為了充分發(fā)揮ARM雙核處理器的處理能力，并且折中考慮靈活性和實時性，實時操作系統(tǒng)選用Free RTOS.在驅動層分別實現(xiàn)了用于軟件無線電接收機配置的SPI 驅動、頻譜子帶數(shù)據(jù)的DMA驅動、外部設備接口驅動.而這些驅動程序都在應用層的掃頻控制器模塊的控制下工作；得到子帶頻譜數(shù)據(jù)后，子帶頻譜拼接模塊也在應用層實現(xiàn).除了上述兩個模塊，應用層還支持將頻譜通過外部接口(比如千兆以太網(wǎng))導出、外接LCD顯示等應用開發(fā).

PS側軟件結構如圖5.

圖5 PS側軟件架構Figure 5 Software architecture on PS

3 實 驗

本節(jié)首先給出仿真結果，然后給出在軟件無線電驗證平臺上測試得到的結果，并加以分析.

3.1 子帶頻譜拼接仿真

仿真參數(shù)設置如下：

a)輸入信號采用點頻信號，在[1.8 GHz,2.8 GHz] 區(qū)間內(nèi)隨機產(chǎn)生具有5個頻點的點頻信號，并疊加高斯白噪聲，歸一化噪聲功率譜密度為-97 dBc/Hz；

b)設置掃描頻段[fs,fe]=[1.8 GHz, 2.8 GHz] ，子帶帶寬Bsub=40 MHz，因此frc,n=1.8 GHz+20 MHz+n·40 MHz,n=0,1,…,24.

c)設置基帶采樣率fsampling=200 MHz，F(xiàn)FT長度為16 384點，因此頻率分辨率為12.2 kHz.

仿真時通過對比拼接后的頻譜和直接計算的整個頻段頻譜，來分析算法可行性.

圖6和7給出了本文算法仿真結果，截取每個Bsub內(nèi)有效頻譜，可以得到如圖6所示每一個子帶的頻譜.將這些子帶拼接，可以得到如圖7所示的拼接頻譜，與圖7所示的原始頻譜比較，存在單音信號處的信號功率誤差小于0.5 dB，在白噪聲處功率譜密度誤差小于1 dB.

圖6 子帶頻譜Figure 6 Sub bands of spectrum

圖7 原始頻譜和拼接頻譜對比Figure 7 Comparison between original spectrum and catenated one

3.2 嵌入式頻譜儀原型實驗

本文所述頻譜分析算法和硬件平臺已經(jīng)作為一個綜合測試儀的一部分，嵌入到實際的儀表使用.硬件平臺包括3部分，分別為信號輸入預處理的阻抗變換、預放和調(diào)理電路，以及軟件無線電接收器和數(shù)字信號處理平臺.其中軟件無線電接收器采用AD9361的開發(fā)板ad-fmcomms2來實現(xiàn)，數(shù)字信號處理平臺采用Xilinx的開發(fā)板ZC702實現(xiàn)，由ad-fmcomms2和ZC702組成的頻譜儀硬件原型如圖8.

圖8 頻譜儀硬件原型Figure 8 Hardware prototype of the proposed spectrum analyzer

在實驗時，選取降采樣后的采樣頻率為20 MHz，F(xiàn)FT長度設置為16 384點，故頻譜掃描分辨率為1.22 kHz；進一步掃描范圍設置為1.8～2.8 GHz.

首先通過信號源輸出3個單音信號分別位于f1=1.87 GHz，f2=2.2 GHz，f3=2.3 GHz；信號功率分別為-8 dBm、-12 dBm和-15 dBm.頻譜掃描結果如圖9.

圖9 單音信號測試Figure 9 Single-tone test

從圖9可以看出，頻譜儀的底噪聲在-70 dBm/10log(Bresolution)=-101 dBm/Hz，有待從頻

綜和信號完整性設計方面進一步提高.AD9361本身的動態(tài)范圍在60 dB以上，頻譜儀的動態(tài)范圍取決于前端放大器配合ADC的動態(tài)范圍實現(xiàn)，也可以進一步提高.

然后，我們設置信號源輸出一個5 MHz帶寬的QPSK信號，掃描得到圖10和圖11所示的頻譜.圖10(a)為設置頻譜儀原型掃描帶寬為1 GHz測試得到的頻譜.圖10(b)為設置掃描帶寬為20 MHz測試得到的頻譜.測試圖10(b)所示的信號的信道功率為-10 dBm，與信號源輸出相比誤差小于1 dB.圖11為與圖10(b)對應的測試同時得到的相位譜.

圖10 帶寬為5 MHz信號測試Figure 10 Signal with 5 MHz bandwidth test

圖11 帶寬為5 MHz信號相位譜測試Figure 11 Phase spectrum test of signal with 5 MHz bandwidth

上述實驗測試過程中，一次掃描時間為30～35 ms，用作頻譜儀顯示時，沒有必要采用這么高的刷新頻率.

4 結 語

除了各種不同性能水平的通用頻譜儀，小型化、嵌入式的頻譜儀在科研和生產(chǎn)中也得到了廣泛的應用，從而對于頻譜分析技術提出了新的要求.本文給出了一種結合了傳統(tǒng)掃頻式頻譜儀和純數(shù)字傅里葉變換式頻譜儀的優(yōu)點的頻譜掃描方法，并且在一個軟件無線電平臺上得到了實現(xiàn).仿真和實驗表明，該方法和樣機能夠對6 GHz范圍之內(nèi)的頻譜進行掃描，并且具有較低的噪聲水平和較好的動態(tài)范圍，并且能夠提供相位譜.具有掃描速度快、集成度高、成本低的特點，適用于嵌入式頻譜儀和無線電綜測儀的應用場合.今后，進一步的工作可以在降低底噪聲、提高動態(tài)范圍和通道補償?shù)确矫嬲归_.

[1] Agilent Technologies. Spectrum Analysis Basics -Application Note 150 [EB/OL]. (2017-05-02) [2016-11-02]. http://www.keysight.com/upload/cmc_upload/All/5952-0292EN.pdf.

[2] AL-ADNANI A, DUPLICY J, PHILIPS L. Spectrum analyzers today and tomorrow: Part 2 [J].IEEEInstrumentation&MeasurementMagazine, 2013, 16(6):36-40.

[3] IGLESIAS V, GRAJAL J, SANCHEZ M A, et al. Implementation of a Real-Time Spectrum Analyzer on FPGA Platforms [J].IEEETransactionsonInstrumentatationandMeasruement, 2015, 64(2):338-355.

[4] QI D, GUO X, DU W. Design of digital signal spectrum analyzer based on FPGA[C]//IEEEInternationalConferenceonInformationandAutomation. Lijiang: IEEE Press, 2015:2725-2729.

[5] 劉祖深.頻譜分析儀全數(shù)字中頻設計研究與實現(xiàn)[J].電子測量與儀器學報,2009(2):39-45. LIU Z S. Research and realization on design of All-Digital IF used in spectrum analyzer [J].JournalofElectronicMeasurementandInstrument, 2009(2):39-45.

[6] 馮宇深, 毛謙敏, 金榮泰. 基于FFT的電力系統(tǒng)諧波檢測儀研制[J]. 中國計量學院學報, 2013(24): 119-123. FENG Y S, MAO Q M, JIN R T. Development of harmonic detectors in power systems based on FFT[J].JournalofChinaUniversityofMetrology, 2013(24): 119-123.

[7] 羅熹之, 張勇, 周建軍. 掃頻式FFT頻譜分析儀數(shù)字中頻全軟化設計與實現(xiàn)[J]. 計算機測量與控制, 2007(9): 1259-1261. LUO X Z, ZHANG Y, ZHOU J J. Software design and implementation in digital intermediate frequency module of sweep frequency FFT spectrum analyzer [J].ComputerMeasurement&Control, 2007(9):1259-1261.

[8] Analog. AD9361: RF Agile Transceiver Data Sheet [EB/OL]. (2017-05-05) [2017-04-27]. http://www.analog.com/media/en/technical-documentation/data-sheets/AD9361.pdf.

[9] Analog. AD9361 Reference Manual [EB/OL]. (2017-05-05) [2014-09-21]. http://www.farnell.com/datasheets/2007082.pdf.

[10] IAIN B, STEVE L. real-time embedded system [J].Computing&ControlEngineeringJournal, 2002, 13(4): 154-155.

[11] Xilinx. Zynq-7000 All Programmable SoC Technical Reference Manual [EB/OL]. (2017-05-02) [2016-09-27].https://china.xilinx.com/support/documentation/user_guides/ug585-Zynq-7000-TRM.pdf.

[12] AL-ADNANI A, DUPLICY J, PHILIPS L. Spectrum analyzers today and tomorrow: part 1 towards filterbanks-enabled real-time spectrum analysis [J].IEEEInstrumentation&MeasurementMagazine, 2013,16(5):6-11.

[13] Xilinx. Xilinx Zynq-7000助Mobilicom實現(xiàn)先進的點對點軟件無線電[J]. 電腦與電信, 2013(7):10-11. Xilinx. Xilinx Zynq-7000 promotes Mobilicom achieving advanced point-to-point software radio [J].Computer&Telecommunication, 2013(7): 10-11.

Aspectrumscanningschemebasedonsoftware-definedradio

QUAN Daying, LIU Hengliang, KONG Weitai, JIN Xiaoping

(College of Information Engineering, China Jiliang University, Hangzhou 31018, China)

2096-2835(2017)03-0380-08

10.3969/j.issn.2096-2835.2017.03.018

2017-06-14 《中國計量大學學報》網(wǎng)址zgjl.cbpt.cnki.net

浙江省自然科學基金資助項目(No.LY17F010012).

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