基于雙平行馬赫-曾德爾調(diào)制器的大動態(tài)范圍微波光子下變頻方法?

王云新李虹歷王大勇? 李靜楠鐘欣 周濤?楊登才戎路

1)(北京工業(yè)大學(xué)應(yīng)用數(shù)理學(xué)院,北京 100124)2)(北京市精密測控技術(shù)與儀器工程技術(shù)研究中心,北京 100124)3)(電子信息控制國防科技重點實驗室,成都 610036)

基于雙平行馬赫-曾德爾調(diào)制器的大動態(tài)范圍微波光子下變頻方法?

王云新1)2)李虹歷1)2)王大勇1)2)?李靜楠1)2)鐘欣3)周濤3)?楊登才1)2)戎路1)2)

1)(北京工業(yè)大學(xué)應(yīng)用數(shù)理學(xué)院,北京 100124)2)(北京市精密測控技術(shù)與儀器工程技術(shù)研究中心,北京 100124)3)(電子信息控制國防科技重點實驗室,成都 610036)

(2016年9月9日收到;2017年1月30日收到修改稿)

為了提高微波光子下變頻鏈路的性能,提出了基于集成雙平行馬赫-曾德爾調(diào)制器的微波光子下變頻方法.通過理論推導(dǎo)和數(shù)值仿真分析了系統(tǒng)的增益和無雜散動態(tài)范圍,實驗搭建了基于雙平行馬赫-曾德爾調(diào)制器的下變頻鏈路,控制直流偏置電壓使雙平行馬赫-曾德爾調(diào)制器工作在高載波抑制的雙邊帶調(diào)制模式,并對鏈路進行了性能測試.實驗結(jié)果表明:該下變頻鏈路的增益為7.43 dB,無雜散動態(tài)范圍達到了110.85 dB/Hz2/3,工作頻段可覆蓋5—18 GHz的寬頻范圍.基于雙平行馬赫-曾德爾調(diào)制器的下變頻方法可優(yōu)化設(shè)計輸出頻譜,系統(tǒng)結(jié)構(gòu)簡單、易于實現(xiàn),為微波光子下變頻鏈路提供了有效的解決方案.

微波光子下變頻,雙平行馬赫-曾德爾調(diào)制器,增益,無雜散動態(tài)范圍

1 引 言

傳統(tǒng)微波通信具有易于構(gòu)建、頻譜利用率高、能夠在任意方向上發(fā)射等優(yōu)點［1].而光纖通信則具有低損耗、抗電磁干擾等優(yōu)勢［2].微波光子學(xué)作為一門新興的交叉學(xué)科,將微波通信與光纖通信結(jié)合形成了新型的通信鏈路系統(tǒng)［3].微波光子鏈路是將射頻(RF)信號調(diào)制到光波上,再通過光纖實現(xiàn)RF信號的寬帶傳輸.相比于傳統(tǒng)的同軸電纜鏈路,微波光子鏈路具有帶寬寬、傳輸損耗小和抗電磁干擾等優(yōu)勢,已經(jīng)被廣泛應(yīng)用于衛(wèi)星通信、雷達探測和光控相陣列天線等領(lǐng)域［4?6].

隨著無線通信系統(tǒng)對帶寬要求的日益提高,微波光子鏈路傳輸?shù)奈⒉ㄐ盘栆呀?jīng)逐漸向Ka波段發(fā)展,而目前商用的探測器和信號處理模塊帶寬有限,導(dǎo)致利用探測器直接接收微波信號的傳統(tǒng)方法已經(jīng)不能滿足實際需求,為此微波光子下變頻技術(shù)應(yīng)運而生,近年來得到了廣泛的關(guān)注.微波光子下變頻是將頻率較高的微波信號調(diào)制到光載波上,運用光信號處理的方法對信號進行光域內(nèi)的變換,基于差頻原理得到低頻信號,可將幾十甚至幾百GHz的高頻信號下變頻到MHz量級的低頻信號,在此基礎(chǔ)上結(jié)合現(xiàn)有的技術(shù)成熟、成本低的低頻器件完成微波信號的后續(xù)處理.微波光子下變頻技術(shù)有利于提高系統(tǒng)的動態(tài)范圍,優(yōu)化鏈路的可靠性,并可大大降低系統(tǒng)的成本.此外,由于光波不會從光纖鏈路中泄露,微波光子下變頻可以實現(xiàn)傳統(tǒng)電域內(nèi)很難達到的高隔離度的頻率下轉(zhuǎn)換,該性能參數(shù)對監(jiān)聽和電子武器系統(tǒng)尤為重要.以上的諸多優(yōu)勢使得微波光子下變頻技術(shù)成為微波光子領(lǐng)域的重要研究方向之一.

目前實現(xiàn)微波光子頻率下轉(zhuǎn)換主要有三種方法,分別為基于直接調(diào)制激光器的下變頻［7,8]、基于光波本振(LO)的下變頻［9?12]和基于微波LO的下變頻方法［13?19].第一種方法對半導(dǎo)體激光器進行直接調(diào)制,將RF信號加載到光波上,不需要外部的LO信號源,而是采用Q轉(zhuǎn)換的激光器內(nèi)部的自振蕩器產(chǎn)生LO信號,利用光電探測器的非線性傳輸區(qū)特性實現(xiàn)頻率的轉(zhuǎn)換［7,8].該下變頻系統(tǒng)結(jié)構(gòu)簡單、容易實現(xiàn),但LO頻率難于穩(wěn)定控制,且對激光器進行直接調(diào)制大大限制了傳輸信號的帶寬.2009年,Chen等［9]提出基于分布反饋式激光器的光波下變頻方法,將RF信號通過調(diào)制器調(diào)制到光載波上,通過直接調(diào)制分布反饋式激光器產(chǎn)生光波LO信號,在探測器處實現(xiàn)下變頻,這種方法需要采用兩個激光器,且兩激光器間的鎖相技術(shù)較為復(fù)雜.2012年,Torres-Company等［10]首次將光頻梳激光器用于微波光子下變頻,且可同時實現(xiàn)濾波.在此基礎(chǔ)上Wang等［11]對基于光頻梳的光波LO下變頻鏈路進行了優(yōu)化設(shè)計,上臂利用RF信號對光頻梳進行單邊帶調(diào)制,下臂光頻梳通過可調(diào)諧延遲線,避免了兩臂信號在合并時發(fā)生LO與多個梳齒的干涉,輸出信號在探測器處實現(xiàn)下變頻.該方法可以提供大的下變頻頻譜范圍,但需要采用價格較為昂貴的光頻梳激光器,且探測器后需要通過低通微波濾波器獲得中頻信號.2014年,Pan等［12]提出了基于雙驅(qū)動強度調(diào)制器(DMZM)的微波光子下變頻方法,將DMZM輸出的調(diào)制光信號進行光電探測和濾波處理作為LO信號,系統(tǒng)結(jié)構(gòu)緊湊,且通過調(diào)節(jié)DMZM的偏置電壓可優(yōu)化轉(zhuǎn)換效率,但為了保證LO信號的純度和低噪聲,需要高Q的電帶通濾波器.基于微波LO的下變頻是目前應(yīng)用較為廣泛的鏈路結(jié)構(gòu).Howerton等［13,14]首次采用兩個級聯(lián)的強度調(diào)制器實現(xiàn)下變頻,將RF信號和LO信號分別加載到兩個調(diào)制器上,在探測器處實現(xiàn)頻率的下轉(zhuǎn)換.該方法使RF信號和LO信號具有很好的隔離度,但微波信號經(jīng)過兩次調(diào)制后,能量損耗較大,系統(tǒng)的轉(zhuǎn)換效率不高.2011年,Haas等［15,16]提出了基于級聯(lián)相位調(diào)制器的下變頻方法,將微波信號和LO信號分別加載在兩個級聯(lián)的相位調(diào)制器上,實現(xiàn)差頻探測.由于采用相位調(diào)制器,該鏈路有著很好的線性度,然而相位調(diào)制會產(chǎn)生較多能量接近的調(diào)制邊帶,需要通過窄帶光纖光柵濾波器濾除光信號的高次邊帶,導(dǎo)致系統(tǒng)增益較低.Zou等［17]采用兩個級聯(lián)的偏振調(diào)制器實現(xiàn)了寬帶和高轉(zhuǎn)換效率的微波光子下變頻鏈路.Sun等［18]將RF信號和LO信號加載到兩個平行的雙驅(qū)動馬赫-曾德爾調(diào)制器上,結(jié)合光學(xué)帶通濾波器和偏置電壓的調(diào)節(jié)實現(xiàn)單邊帶調(diào)制,在探測器處實現(xiàn)了微波頻率下轉(zhuǎn)換,仿真驗證了其抑制三階交調(diào)失真的可行性,進而提高了系統(tǒng)的無雜散動態(tài)范圍(SFDR).2016年,Yu等［19]將RF和LO信號加載在DMZM上,結(jié)合光纖布拉格光柵濾波器進行下變頻,并通過改變光波波長或調(diào)節(jié)DMZM的偏置實現(xiàn)下變頻信號的相位控制.可見,為了實現(xiàn)有效的微波下變頻,基于微波LO的下變頻多數(shù)需要借助窄帶光學(xué)濾波器,一方面會降低系統(tǒng)的轉(zhuǎn)換效率,且增加了系統(tǒng)結(jié)構(gòu)的復(fù)雜度,另一方面,由于濾波器的帶寬不可調(diào)節(jié),當(dāng)LO和RF信號的調(diào)制信號落在濾波器帶寬之外時,將無法有效探知調(diào)制的RF信號,這也就限制了RF信號的頻率測量范圍.

隨著電光調(diào)制需求的多樣化,人們運用不同的鏈路結(jié)構(gòu)實現(xiàn)不同的調(diào)制特性,一些常用的鏈路結(jié)構(gòu)逐漸被集成到一個調(diào)制器件中,形成了商用化的集成調(diào)制器.其中,雙平行馬赫-曾德爾調(diào)制器(DPMZM)集成了兩個平行的強度調(diào)制器,具有低損耗、低半波電壓、工作狀態(tài)可調(diào)等優(yōu)勢.Erwin等［20]結(jié)合DPMZM和光學(xué)濾波器實現(xiàn)了高轉(zhuǎn)換效率的微波光子下變頻檢測.在此基礎(chǔ)上,他們還采用DPMZM和MZM級聯(lián)的鏈路結(jié)構(gòu)抑制三階交調(diào),實現(xiàn)了大動態(tài)范圍的微波光子混頻器［21].Wen等［22]合理設(shè)計DPMZM的工作模式,取LO信號的倍頻作為上轉(zhuǎn)換邊帶,使鏈路系統(tǒng)對DPMZM器件的帶寬要求降低了一半.Huang等［23]采用DPMZM和光學(xué)濾波器進行下變頻,并借助后續(xù)數(shù)字信號處理技術(shù)提高了動態(tài)范圍.

本文基于DPMZM,提出了寬帶大動態(tài)范圍的微波光子下變頻方法.利用DPMZM實現(xiàn)高載波抑制的雙邊帶調(diào)制,理論分析了微波下變頻的原理,對下變頻鏈路的增益和SFDR進行了推導(dǎo)和仿真.實驗搭建了基于DPMZM的下變頻鏈路,通過控制直流偏置電壓,使DPMZM工作在載波抑制的雙邊帶調(diào)制狀態(tài),濾除了系統(tǒng)中的主要噪聲信號,降低了下變頻系統(tǒng)對窄帶光學(xué)濾波器的依賴,實驗驗證了該鏈路下變頻的可行性,并測量了下變頻鏈路的性能.

2 理論與仿真

2.1下變頻原理

基于DPMZM的微波光子下變頻鏈路的結(jié)構(gòu)如圖1所示.激光器的輸出光作為光載波入射到DPMZM,通過DPMZM將RF信號調(diào)制到光載波上.DPMZM由上下兩臂的子調(diào)制器MZM-a,MZM-b和相移器(PS)組成,MZM-a,MZM-b輸入的微波信號分別為νLO(t),νRF(t);輸出的光信號分別為EA(t),EC(t).V1,V2,V3分別為MZM-a,MZM-b,PS上加載的直流偏置電壓;V1,V2用于控制子調(diào)制器MZM-a,MZM-b的偏置點,V3用于改變PS的相移量.在DPMZM的輸出端,EC(t)與EA(t)合并為一路,實現(xiàn)光信號的干涉.利用光電探測器對干涉光信號進行光電轉(zhuǎn)換,最后利用頻譜分析儀對下變頻信號進行頻譜分析.

設(shè)光載波為連續(xù)窄帶光信號,因此,激光器的輸出信號可以表示為

式中Ein為光載波振幅,ωc為光載波的角頻率.DPMZM的上臂和下臂分別加載單音LO微波信號νLO(t)和RF信號νRF(t),可分別表示為

式中,VLO,VRF為LO和RF微波信號的幅值;ωLO,ωRF為其角頻率.MZM-a和MZM-b本質(zhì)為兩個強度調(diào)制器,則其輸出EA(t)和EB(t)均為光載波和一系列調(diào)制邊帶的疊加.為了降低底噪,有效探測LO與待測微波的差頻信息,有必要對光載波進行抑制,進而使MZM-a和MZM-b的一階邊帶在探測器中實現(xiàn)差頻,得到所需要的中頻信號,如圖2中的頻譜圖所示.為此調(diào)節(jié)直流偏置V1,V2,V3使DPMZM工作在載波抑制雙邊帶調(diào)制狀態(tài),此時輸入的偏置電壓滿足

圖1 (網(wǎng)刊彩色)基于DPMZM的微波光子下變頻鏈路示意圖Fig.1.(color online)Schematic diagram of the microwave photonic frequency down-conversion system based on DPMZM.

圖2 獲取中頻信號的示意圖 (a)EA(t)處的光譜分布;(b)EC(t)處的光譜分布;(c)探測器輸出的頻譜分布;?表示傅里葉變換Fig.2.Schematic for detection of the intermediate frequency signal:(a)Optical spectrum of EA(t);(b)optical spectrum of EC(t);(c)frequency spectrum of the output from detector.The ? indicates Fourier transform.

在此條件下,經(jīng)過LO和待測RF信號調(diào)制后,DPMZM的上臂和下臂輸出的光信號EA(t)和EC(t)分別為

式中,tff為DPMZM的插入損耗;βLO,βRF為LO信號和RF信號的調(diào)制度.

DPMZM的上臂和下臂輸出信號相遇干涉,對干涉信號進行第一類貝塞爾級數(shù)展開,可得DPMZM的輸出光信號為

式中J2n?1(βLO)表示2n?1階的第一類貝塞爾級數(shù).該信號入射光電探測器,在探測器中完成差頻探測,中心頻率ωIF=|ωRF?ωLO|的差頻信號可表示為

式中Rout為探測器的匹配阻抗.

2.2鏈路增益分析

系統(tǒng)增益為微波光子鏈路輸出RF功率和輸入RF功率的比值,反映了鏈路的功率轉(zhuǎn)換效率,增益越大表示系統(tǒng)功率衰減越小,轉(zhuǎn)換效率越高.針對微波光子下變頻系統(tǒng),增益即為下變頻中頻信號與輸入待測RF信號的功率比.根據(jù)上述分析,基于DPMZM的下變頻系統(tǒng)的增益為

利用Matlab軟件對系統(tǒng)增益進行仿真計算,設(shè)光載波功率Pin為11.63 dBm,DPMZM的半波電壓Vπ為2.8 V,插入損耗tff為7 dB,探測器的響應(yīng)度?為0.85 A/W,匹配阻抗Rout為50 ?.PRF為輸入RF信號的功率,系統(tǒng)LO信號和RF信號的功率范圍定為0—14 dBm.圖3給出了系統(tǒng)增益與LO功率和RF功率之間的關(guān)系,可見在系統(tǒng)接收微波信號功率不變的條件下,系統(tǒng)增益值隨著LO功率的增加而增大,說明適當(dāng)提升LO信號功率可以改善系統(tǒng)的增益,而當(dāng)系統(tǒng)LO信號的功率不變時,接收RF信號功率的增加對系統(tǒng)增益的影響并不明顯.

圖3 (網(wǎng)刊彩色)鏈路的增益與LO功率和RF功率的關(guān)系Fig.3.(color online)Relation of the conversion efficiency to LO power and RF power.

2.3 SFDR分析

SFDR是綜合體現(xiàn)鏈路處理微弱信號及大功率信號的重要參數(shù),它是指使信號的輸出功率大于系統(tǒng)本底噪聲,且交調(diào)信號的輸出功率不超過本底噪聲輸出功率的輸入功率范圍.可見,SFDR下限受限于系統(tǒng)的噪聲水平,上限受限于系統(tǒng)的非線性效應(yīng).在微波下變頻系統(tǒng)的輸出頻譜中,三階互調(diào)失真(IMD3)信號是強度最高的失真信號,其對中頻信號的干擾最大且不易濾除,因此通常利用IMD3信號評價該系統(tǒng)的SFDR性能.為了計算IMD3信號的輸出功率,將雙音微波信號作為系統(tǒng)的輸入信號,則輸入信號為

式中ωRF1,ωRF2分別為兩個RF信號的角頻率.

DPMZM經(jīng)過LO信號和RF信號調(diào)制后,輸出光信號為

式中βRF1,βRF2分別表示輸入兩個不同RF微波信號的調(diào)制度.

對兩個RF信號進行下變頻獲得的中頻信號頻率分別為ω10=ωRF1?ωLO,ω20=ωRF2?ωLO,則相應(yīng)的三階交調(diào)信號頻率為2ω20?ω10,2ω10?ω20,這里僅對頻率為2ω20?ω10的信號進行分析,經(jīng)探測器后輸出的下變頻中頻信號的光電流i20和三階交調(diào)信號的光電流iIMD3可分別表示為

當(dāng)三階交調(diào)信號功率剛好等于噪聲本底時,中頻信號與IMD3信號之間的輸出功率差就是SFDR.因此本系統(tǒng)的動態(tài)無雜散范圍可表示為

圖4 (網(wǎng)刊彩色)SFDR的仿真結(jié)果Fig.4.(color online)Simulation results of SFDR.

利用Matlab軟件對系統(tǒng)的SFDR進行了模擬計算.仿真中,光載波功率Pin為11.63 dBm,DPMZM的半波電壓Vπ為2.8 V,插入損耗tff為7 dB,探測器的響應(yīng)度?為0.85 A/W,匹配阻抗Rout為50 ?. 圖4為LO功率為14 dBm時鏈路的SFDR仿真結(jié)果,結(jié)果表明此時的SFDR為127.52 dB/Hz2/3.

3 實驗與分析

3.1下變頻鏈路的搭建和性能測試

為了驗證基于DPMZM的微波光子下變頻的可行性,搭建了如圖5所示的下變頻光鏈路.激光器的輸出光入射到DPMZM,對DPMZM加載LO和RF信號實現(xiàn)光載波的調(diào)制,通過直流電源控制DPMZM的工作狀態(tài),使其工作在載波抑制雙邊帶調(diào)制下,利用摻鉺光纖放大器(EDFA)對DPMZM輸出的光信號進行放大,使EDFA的輸出光信號功率與探測器的輸入動態(tài)范圍匹配.實驗中,光源采用分布式反饋窄帶寬激光器,中心波長為1550 nm,線寬為500 kHz,功率為11.63 dBm,DPMZM的半波電壓為2.8 V,插入損耗為7 dB,探測器的帶寬為6 GHz,響應(yīng)度為0.85 A/W.實驗過程中借助光譜儀(Yokogawa AQ6370)和頻譜儀(Tektronix RSA5126B)分析光信號和電信號的頻譜分布.

首先驗證該微波光子鏈路對微波信號下變頻的可行性.實驗中,對DPMZM調(diào)制器加載功率為6 dBm、頻率為16 GHz的LO信號,同時加載6 dBm的待測RF信號功率,其頻率為16.10 GHz,調(diào)節(jié)DPMZM的直流偏置電壓,使其工作在抑制載波雙邊帶調(diào)制狀態(tài),圖6是在光譜儀上獲得的DPMZM的輸出光譜,可見利用DPMZM器件獲得了26 dB的高載波抑制比,獲得了較為純凈的LO和待測RF信號的一階邊帶,可有效減少載波信號對系統(tǒng)下變頻信號的干擾.

圖5 (網(wǎng)刊彩色)實驗搭建的微波光子下變頻鏈路Fig.5.(color online)Experimental setup of down-conversion microwave photonics link.

改變RF信號頻率,變化范圍從16.03 GHz到16.19 GHz,頻率間隔為20 MHz,利用頻譜儀分析探測器輸出電信號的頻譜,實驗結(jié)果如圖7所示,可見鏈路獲得了30—190 MHz的中頻信號,說明本系統(tǒng)通過將高頻RF信號與LO信號拍頻,在探測器處獲得了下變頻信號,且理論值與實驗值完全相符.

圖6DPMZM的輸出光譜Fig.6.Output optical spectrum of DPMZM.

圖7 (網(wǎng)刊彩色)下變頻信號的測量Fig.7. (color online)Measurement of the downconversion signal.

在驗證下變頻可行性的基礎(chǔ)上,對基于DPMZM的微波光子下變頻鏈路的性能進行了測試.首先分析系統(tǒng)的增益特性,對DPMZM加載LO信號和單音RF信號,LO信號的功率為8 dBm,頻率為16 GHz,RF信號的頻率為16.10 GHz,調(diào)節(jié)RF信號的功率從0 dBm增加至14 dBm,功率間隔為1 dBm,圖8(a)為輸入RF信號與獲得中頻信號功率的關(guān)系,可見下變頻后的中頻信號功率隨著RF信號功率的增加而增加,平均增益為1.96 dB.為了分析LO信號功率對下變頻鏈路增益的影響,實驗中改變LO信號的功率,使其從0 dBm到14 dBm變化,功率變化間隔為1 dBm,然后重復(fù)上述實驗,獲得了增益與LO功率的關(guān)系,結(jié)果如圖8(b)所示,可見系統(tǒng)平均增益隨著LO功率的增加而增加,與仿真結(jié)果取得了很好的一致性,且系統(tǒng)LO信號的功率為14 dBm時,系統(tǒng)增益達到最高值7.43 dB.

圖8 (網(wǎng)刊彩色)鏈路增益的實驗結(jié)果 (a)LO功率為8 dBm時,RF信號功率與下變頻中頻信號功率的關(guān)系;(b)LO功率與鏈路增益的關(guān)系Fig.8.(color online)Experimental results of conversion efficiency:(a)Intermediate Frequency power versus the RF power when the power of LO is 8 dBm;(b)conversion efficiency versus the LO power.

為了測試下變頻系統(tǒng)的SFDR性能,需要向系統(tǒng)輸入雙音RF信號,即系統(tǒng)的接收RF信號要含有兩個頻率成分. 因此,我們使用兩臺Angilent公司生產(chǎn)的40 GHz的RF信號源產(chǎn)生微波信號,其中心頻率分別為16.100 GHz和16.097 GHz,功率范圍為0—14 dBm,每次改變1 dBm,系統(tǒng)LO信號頻率為16 GHz.圖9是LO功率為14 dBm時的SFDR性能,可見此時SFDR達到110.85 dB/Hz2/3.實驗結(jié)果與仿真結(jié)果有一定的差距,主要是由于制作工藝的限制,DPMZM器件的兩個子MZM的半波電壓不完全一致,光功率的分配也不能達到完全均衡,這些都會導(dǎo)致SFDR性能的降低.

圖9 (網(wǎng)刊彩色)SFDR性能測試結(jié)果Fig.9.(color online)Tested results for SFDR.

最后對基于DPMZM的微波下變頻鏈路系統(tǒng)的頻率響應(yīng)進行了分析,由于系統(tǒng)中無須使用窄帶的光學(xué)濾波器,其頻率響應(yīng)主要取決于DPMZM器件.實驗中通過調(diào)節(jié)微波信號的頻率,測量了系統(tǒng)的頻率響應(yīng)曲線,結(jié)果如圖10所示.可以看出該系統(tǒng)在5—18 GHz的頻率范圍內(nèi)均可獲得7.10 dB以上的增益,且隨著微波信號頻率的增加,系統(tǒng)增益略有減小,這是由于隨著微波信號頻率的提高,DPMZM器件中的兩個MZM子臂的半波電壓逐漸升高,導(dǎo)致微波信號對兩個MZM子臂的調(diào)制度降低,從而降低了系統(tǒng)的增益,該增益的變化可以利用后續(xù)數(shù)字信號處理予以補償.

圖10 (網(wǎng)刊彩色)系統(tǒng)的頻率響應(yīng)曲線Fig.10.(color online)Frequency response curve for the system.

4 結(jié) 論

為了改善微波光子下變頻鏈路的性能,本文提出了基于集成DPMZM的微波光子下變頻探測方法.通過理論和仿真討論了下變頻的原理和性能.實驗搭建了基于DPMZM的下變頻鏈路,控制直流偏置使DPMZM工作在高載波抑制的雙邊帶調(diào)制模式,有效抑制LO和高次邊帶對下變頻的影響,降低了系統(tǒng)對窄帶濾波器的依賴.性能測試表明在LO功率為14 dBm條件下,該下變頻鏈路的增益為7.43 dB,SFDR達到了110.85 dB/Hz2/3.基于DPMZM的下變頻方法具有高增益和大動態(tài)范圍,且無需使用窄帶濾波器,為微波光子通信提供了結(jié)構(gòu)簡單、易于實現(xiàn)的寬帶、大動態(tài)范圍的下變頻方法.

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PACS:84.40.–x,42.79.Hp,42.79.SzDOI:10.7498/aps.66.098401

Dual-parallel Mach-Zehnder modulator based microwave photonic down-conversion link with high dynamic range?

Wang Yun-Xin1)2)Li Hong-Li1)2)Wang Da-Yong1)2)?Li Jing-Nan1)2)Zhong Xin3)Zhou Tao3)?Yang Deng-Cai1)2)Rong Lu1)2)

1)(College of Applied Sciences,Beijing University of Technology,Beijing 100124,China)2)(Beijing Engineering Research Center of Precision Measurement Technology and Instruments,Beijing University of Technology,

Beijing 100124,China)3)(Science and Technology on Electronic Information Control Laboratory,Chengdu 610036,China)

9 September 2016;revised manuscript

30 January 2017)

With the rapid development of the microwave photonic communication technology,the frequency of the microwave signal is expanded to the Ka waveband,since most of low frequency bands are occupied.However,the current commercial detectors and signal processing modules are limited by bandwidth.Therefore,the traditional method of directly detecting the microwave signals cannot meet the actual demands.It is essential to achieve the microwave photonic down-conversion from the high frequency microwave signal(～10 GHz)to the lower frequency signal(～100 MHz).Meanwhile,the downconversion low frequency signal can be processed by the existing mature technology and low cost devices.The microwave down-conversion link can e ff ectively avoid leaking the local oscillator,and it possesses many advantages such as high bandwidth and spurious free dynamic range,low loss and low noise.

In this paper,a microwave photonic down-conversion system is presented based on the integrated dual-parallel Mach-Zehnder modulator(DPMZM)to increase the spurious-free dynamic range as well as conversion efficient of microwave photonic link.The integrated DPMZM is mainly comprised of two intensity modulators(MZM-a and MZM-b),and a phase shifter.The radio frequency(RF)signal is loaded into DPMZM to modulate the optical signal.The local oscillator is loaded into the MZM-a to produce the 1stlocal oscillator sideband,and two RF signals are fed to the MZM-b to form the 1stRF signal sideband.The direct current bias of the DPMZM is adjusted to output a high carrier suppressed double sideband(DSB)signal.The erbium-doped fi ber ampli fi er is used to increase the power of light to match the power range of the detector.The RF signal sideband and local oscillator sideband are mixed to produce the beat frequency,and the frequency down-conversion can be achieved.The principle of frequency down-conversion is elaborated by theoretical analysis.The conversion efficiency and spurious free dynamic range are analyzed and simulated.On this basis,the microwave photonic link of frequency down-conversion is built.The performance of the system is tested.The ratio of optical carrier power to sideband power of the DSB signal is 26 dB.The experimental result shows that the conversion efficiency is 7.43 dB and spurious-free dynamic range is 110.85 dB/Hz2/3.The down-conversion method based on the DPMZM can optimize the output spectrum of the sideband.The structure of system is simple and easy to implement,so it is a good option for improving the conversion efficiency and spurious-free dynamic range.

microwave photonic down-conversion,dual-parallel Mach-Zehnder modulator,gain,spuriousfree dynamic range

10.7498/aps.66.098401

?國家自然科學(xué)基金(批準號:61372061,51477028,61475011)資助的課題.

?通信作者.E-mail:wdyong@bjut.edu.cn

?通信作者.E-mail:zhj_zht@163.com

*Project supported by the National Natural Science Foundation of China(Grant Nos.61372061,51477028,61475011).

?Corresponding author.E-mail:wdyong@bjut.edu.cn

?Corresponding author.E-mail:zhj_zht@163.com