手持設備射頻前端寬帶壓控振蕩器設計

陳勖，房麗娜

（深圳信息職業(yè)技術學院軟件學院，廣東 深圳 518172）

手持設備射頻前端寬帶壓控振蕩器設計

陳勖，房麗娜

（深圳信息職業(yè)技術學院軟件學院，廣東 深圳 518172）

根據(jù)GSM系統(tǒng)標準中關于相位噪聲和頻率調(diào)諧范圍的指標要求，采用無尾電流LC振蕩結(jié)構(gòu)和開關電容陣列設計了一款適用于GSM/EDGE便攜式產(chǎn)品上的壓控振蕩器。電路采用TSMC 0.18μm CMOS工藝實現(xiàn)，在3.3V電源電壓下的仿真結(jié)果表明：電路的工作頻率覆蓋了3296～3980MHz，輸出電壓峰峰值為5.32V@3622MHz，調(diào)諧增益為32MHz/V，頻偏20MHz處的相位噪聲為-155.37dBc/Hz。設計的VCO完全滿足GSM/EDGE系統(tǒng)要求。

壓控振蕩器，變?nèi)莨埽辔辉肼?，溫度計碼

引言

當今社會無線通信技術迅猛發(fā)展，終端產(chǎn)品市場上GSM、Bluetooth、WLAN、3G/4G等多種無線通信標準并存。移動終端設備的普及正潛移默化地改變著人們的生活方式。在移動通信、車載通信、安防通信等眾多的領域中，各式各樣的無線通信系統(tǒng)正發(fā)揮著重要的作用。

在便攜式無線終端產(chǎn)品中，壓控振蕩器是整個射頻鏈路上關鍵的模塊之一，用于提供下變頻所需的本振信號和直接調(diào)制鎖相環(huán)發(fā)射機所需的載波信號。其相位噪聲的好壞直接影響整個GSM系統(tǒng)的接收靈敏度和阻塞性能。另一方面，整個GSM頻段劃分為四段，即850MHz/900MHz/1800MHz/ DCS1900MHz。因此單片全集成的收發(fā)信機就需要集成VCO能夠覆蓋一定寬度的頻率范圍[1-3]，采用模數(shù)混合技術能夠得到較寬的頻率覆蓋范圍和較低的調(diào)諧增益。

本文的目的是設計一款應用于GSM/EDGE四頻段射頻收發(fā)機的壓控振蕩器電路，頻率范圍從3296MHz到3980MHz，采用雙模分頻方式提供本振信號和發(fā)射載波，無源器件片上全集成。此外，GSM系統(tǒng)有非常嚴格的相位噪聲要求，在本設計中，相位噪聲在20MHz頻偏處要低于-155dBc/Hz。

1 工作原理

振蕩器是一種不需要外部信號激勵，就能夠自動將直流電源能量轉(zhuǎn)換為周期性交流信號輸出的電路。通常情況下，任何振蕩器都可以被看作是一個反饋系統(tǒng)[4]。環(huán)形振蕩器(Ring-Oscillator)和LC諧振回路振蕩器(LC-Tank Oscillator)是目前使用最廣泛的兩種振蕩器結(jié)構(gòu)。但是環(huán)形振蕩器相位噪聲較差，因此在相位噪聲要求嚴格的通信系統(tǒng)中，LC振蕩器結(jié)構(gòu)是最常見的結(jié)構(gòu)[5]。這里就LC振蕩器結(jié)構(gòu)來進行分析。

圖1是一個LC負阻振蕩器的等效模型。它由具有負阻特性的有源器件和無源諧振網(wǎng)絡所組成。有源器件以負電阻-RP的形式給諧振網(wǎng)絡提供能量，以補償因諧振回路中等效并列電阻RP所損耗的能量。

圖1 LC負阻振蕩器等效模型Fig.1 Equivalent model of LC oscillator

一般采用CMOS差分對管來實現(xiàn)有源負阻。考慮到維持振蕩所需的能量，差分對管的跨導值通常選為2gm～3gm。為了使得振蕩器能夠滿足特定應用場合中信道帶寬的要求，振蕩器必須要有一定的調(diào)諧范圍。

理想的壓控振蕩器的頻率與相位的關系可以用式(1)表示：

相位噪聲是衡量壓控振蕩器性能的一個重要參數(shù)。它是影響整個接收機靈敏度的重要因素，過大的相位噪聲會使得臨近信道的強干擾信號混頻到信道中，造成信道頻譜阻塞，嚴重降低信道中的信噪比。由于GSM系統(tǒng)對相位噪聲的要求非常高，因此有必要對相位噪聲的機理進行分析來獲得降低相位噪聲的手段。

根據(jù)Hajimiri的線性時變模型，由于噪聲一般比載波信號小得多，噪聲-相位的傳輸函數(shù)可以看作近似為線性關系，因此可以認為振蕩器是一個線性時變系統(tǒng)，從而得到相位噪聲在每個拐點之間的不同表達式[6-8]。

對于白噪聲源，系統(tǒng)的相噪聲為：

對于在1/f2區(qū)，系統(tǒng)的相噪聲為：

對于在1/f3區(qū)，系統(tǒng)的相噪聲

因此，由上述相位噪聲在不同頻率區(qū)域內(nèi)的表達式可以分析得出，想要改善相位噪聲，需要從增大輸出信號幅度、提高諧振回路的品質(zhì)因數(shù)、降低二次諧波附近的噪聲以及電路的對稱性等多方面折中考慮。

2 電路設計

2.1 結(jié)構(gòu)選擇

LC壓控振蕩器主要有單MOS結(jié)構(gòu)和互補型結(jié)構(gòu)兩種。在相同的功耗情況下，互補型差分電感的輸出電壓幅度是單差分結(jié)構(gòu)的兩倍，相位噪聲比后者要低6dB。在相同輸出幅度的情況下，互補型結(jié)構(gòu)有著更好的穩(wěn)定性和更低的功率消耗，更加符合GSM通訊系統(tǒng)中壓控振蕩器的設計需求。

此外，根據(jù)偏置的不同，壓控振蕩器可分為電流偏置和電壓偏置兩種結(jié)構(gòu)。

本文采用電壓偏置的互補型差分電感結(jié)構(gòu)[9-10]，如圖2所示。振蕩器電流由PMOS和NMOS管本征產(chǎn)生。

這種結(jié)構(gòu)的選取主要是從驅(qū)動能力、相位噪聲、芯片面積和穩(wěn)定度等多方面的考慮所確定的。

壓控振蕩器后面連接的是動態(tài)分頻器，電壓偏置使得振蕩器的輸出幅度最大可無限接近電源, 并且在振蕩器的工作頻率范圍內(nèi)其幅度變化比電流偏置振蕩器的幅度變化要小。因此在驅(qū)動后級TSPC動態(tài)分頻器更強勁也更有優(yōu)勢。

此外，采用電壓偏置結(jié)構(gòu)，可以避免尾電流源的閃爍噪聲和偶次諧波處的噪聲上混頻到基頻附近，會使得VCO在中低頻處的相位噪聲惡化。而且可以避免設計電流源時片上電感的使用，從而減小了芯片的面積。還能避免電流源電流隨工藝和溫度變化比本征電流的變化要大的缺點。

但是電壓偏置結(jié)構(gòu)降低了差分共模點的輸出阻抗，增加了回路損耗和降低了諧振回路的Q值，而且容易受電源電壓波動的影響，需要通過片內(nèi)集成LDO穩(wěn)壓器來降低。

圖2 振蕩器拓撲結(jié)構(gòu)Fig.2 Oscillator topology

此外，隨著深亞微米工藝的發(fā)展，單個可變電容的電容變化比率Cmax/Cmin越來越小，因此要想利用單個可變電容來覆蓋設計所需的684MHz頻率范圍是很難實現(xiàn)的。如果增大容抗管的尺寸，會導致相位噪聲惡化，因此需要采用開關電容陣列來分段實現(xiàn)684MHz的頻率調(diào)控范圍。

2.2 開關電容陣列

先定義VCO的諧振中心頻率值為幾何平均值，即(3980*3296)1/2=3622MHz；同時為確保振蕩器在頻率可調(diào)范圍內(nèi)能夠補償工藝偏差和溫漂，開關電容的覆蓋范圍要大于684MHz。在設計KV值時，選擇中心頻率處的KV為32MHz/V，在高低頻段處KV隨工藝溫度變化范圍是20MHz/V～45MHz/V之間，考慮到只利用到0.5V～1V左右的電壓調(diào)控范圍，每位開關可調(diào)范圍在10MHz～20MHz之間，取11MHz為相鄰開關中心頻率間隔和7位開關控制，即(27-1)*11≈1400MHz > 2*684MHz。最小的CLSB可選擇25fF的MIM電容。

開關電容陣列一般采用二進制加權(quán)的方式來控制，即電容值成倍數(shù)增加，同時NMOS開關管的尺寸也同步增加。但是二進制控制的缺點是存在累積誤差，線性不好，因此把二進制碼轉(zhuǎn)成溫度計碼來控制開關電容陣列[11-12](溫度計碼的編碼形式如表1所示)，這樣可以實現(xiàn)電容值的線性增加。為簡化譯碼電路復雜度，設計中將7位二進制碼先分成行碼和列碼 (高三位譯成行碼，低四位譯成列碼，行列碼邏輯表達式如表2所示)，這樣開關電容陣列就變成一個8×16的矩陣，再通過如圖3所示的選通電路譯成溫度碼。

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如圖3所示，ROW是行碼控制信號，COL是列碼控制信號，ROWnext表示下一行控制信號，這樣若ROW=1，ROWnext=0，則第一行那個開關打開由列碼信號來決定；若ROWnext=1，則ROWnex之前的行全打開，而不用去考慮列碼的狀態(tài)。

圖3 溫度計碼選通電路及開關電容陣列單元Fig.3 thermometer code gating circuit and switched capacitance array cell

但是行列譯碼器會有延時，對于電容選通而言，控制信號對不齊就意味著會出現(xiàn)電容的頻繁開關，從而造成很大的尖峰效應。為避免這種情況發(fā)生，對溫度計碼稍作改動，即結(jié)合蛇形編碼方式，使得每次二進制碼轉(zhuǎn)換時，僅有1～2個開關發(fā)生突變，進而降低尖峰效應。

表1 溫度計碼的編碼形式Tab.1 Coding form of thermometer

表2 行列碼邏輯表達式Tab.2 Logical expression of row and list code

2.3 器件選擇

整個壓控振蕩器中主要的器件包括電感、變?nèi)莨芤约癗MOS、PMOS差分對管。這些器件的正確取舍是保證VCO能夠正常起振、保證振蕩頻率以及覆蓋調(diào)諧范圍的關鍵。

下面先來分析電感。電感的選取必須兼顧振蕩頻率范圍、起振條件以及版圖面積等多方因素影響。

根據(jù)臺積電(TSMC)0.18μm 1P5M混合信號工藝所提供的電感模型，選擇差分電感(三端八邊形)。電感值的大小由振蕩器的起振條件、功耗、噪聲性能、頻率覆蓋范圍等因素決定。因此先選定VCO的諧振中心頻率值(3622MHz)來確定電感值大小。電感值大可以增加電壓幅度、降低相位噪聲，但是由于采用無電流源結(jié)構(gòu)，振蕩器工作在電壓限制區(qū)，即電壓幅度已經(jīng)相對較大，故電感不能過大，否則相位噪聲反到惡化。另外，考慮到互補MOS管及開關電容陣列的寄生效應，以及工藝溫度變化條件下需要做到全頻帶覆蓋，這要求電感值盡量小。綜合上述因素，選擇電感值為1.394nH，以降低串聯(lián)電阻和提高Q值。

而對于變?nèi)莨艿倪x取主要是考慮變?nèi)萸€的范圍。TSMC提供兩種類型的可變電容，PN結(jié)可變電容和積累型NMOS可變電容。因為振蕩器振蕩電壓幅度很大的時候，PN結(jié)可變電容會出現(xiàn)正偏，這樣會降低振蕩器的品質(zhì)因數(shù)，因此采用積累型NMOS可變電容作為振蕩器的調(diào)諧電容。變?nèi)莨艿某叽缰饕鶕?jù)振蕩器的壓控增益值KV來決定，但KV越大，相噪越差，故在足夠覆蓋頻帶范圍的情況下，可以選擇相對小的KV，又考慮到自動頻率校準模塊實現(xiàn)的難度和校準時間的長短，KV不能選的太小。則根據(jù)3622MHz處KV為32MHz/V，得出變?nèi)莨艹叽鏑min=109.8fF, Cmax=233.6fF。

對于壓控振蕩器中的可變電容管而言，工作在積累區(qū)的變?nèi)菪Ч亲蠲黠@的，此時電容值隨電壓的變化也是線性度最好的。另外設計中還需要結(jié)合振蕩器的壓控特性進行分析。圖4給出了在變?nèi)莨懿煌珘合耉CO的壓控曲線圖，由于VCO設計的壓控范圍是在1.2V到1.7V之間，從圖中可以看出，在1V到2V的電壓范圍內(nèi)，變?nèi)莨芷秒妷篤bias=1.25V時，控制電壓-頻率曲線的線性度比其他偏置電壓下的曲線要好很多。

圖4 壓控振蕩器的壓控曲線Fig.4 Voltage-Controlled curve of VCO

最后是關于互補對管的尺寸選取。振蕩器中的NMOS差分對管和PMOS差分對管都使用TSMC工藝中提供的RFMOS管。通過對負阻大小、功耗大小、寄生電容大小以及噪聲等多個因素的考慮，確定最小溝道長度L為0.35μm(NMOS)、 0.3μm(PMOS)。根據(jù)波形對稱性好及相位噪聲最優(yōu)的設計原則，最終確定NMOS尺寸為48μm/0.35μm，PMOS尺寸為100μm/0.3μm。

3 仿真分析

整個壓控振蕩器設計采用TSMC 0.18μm 1P5M的RFCMOS工藝，所用的無源器件全部在片集成，其中振蕩所用到的螺旋電感采用第五層厚金屬制成。整個版圖如圖5所示。整個VCO模塊版圖用雙環(huán)包圍，這樣做的目的是為了襯底隔離、噪聲隔離、防止閂鎖效應以避免惡化壓控振蕩器的性能。

利用Cadence公司的SpectreRF仿真工具對整個VCO進行了寄生參數(shù)提取后的瞬態(tài)仿真分析，其輸出的振蕩波形如圖6所示，振蕩電壓峰峰值約為5.32V，振蕩頻率為3622MHz。圖7給出了在3622MHz處的相位噪聲曲線，可見在偏離中心頻率100kHz處的相位噪聲是-101.41dBc/Hz，3M處為-138.22dBc/Hz，20MHz處為-155.37dBc/Hz。整個電路的頻率調(diào)諧曲線如圖8所示，分別給出了低中高三個頻段，根據(jù)每位開關可控制10～20MHz的調(diào)諧范圍，因此本次設計完全覆蓋了所需的684MHz頻帶范圍。整個電路起振所需時間大約需要為5ns，工作電流為9.5mA。

圖5 完整的VCO版圖Fig.5 the layout of VCO

圖6 VCO輸出電壓波形Fig.6 the waveform of output voltage

圖7 壓控振蕩器相位噪聲曲線Fig.7 phase noise curve of VCO

圖8 壓控增益曲線Fig.8 VCO gain

4 結(jié)論

根據(jù)GSM系統(tǒng)中關于相位噪聲和頻率調(diào)諧范圍的指標要求，采用無尾電流LC振蕩結(jié)構(gòu)和開關電容陣列設計了一款適用于GSM/EDGE便攜式產(chǎn)品上的VCO電路。仿真結(jié)果表明，電路調(diào)諧范圍完全覆蓋所需的頻率范圍(3296MHz～3980MHz)，目標頻率處的相位噪聲優(yōu)于系統(tǒng)要求的-155dBc/ Hz@20MHz。設計的VCO各項性能參數(shù)均滿足GSM/ EDGE系統(tǒng)指標要求。

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Design of Integrated Poly-phase Filter in GSM Handset RFIC

CHEN Xu, FANG Lina
（School of Software Engineering, Shenzhen Institute of Information Technology, Shenzhen 518172,P.R.China）

Based on the requirements of phase noise and frequency tuning range of the GSM system standard, this paper designs a voltage-controlled oscillator suitable for GSM/EDGE handset RFIC. This circuit uses the topology of no-tail current source and switched-capacitor array and has been designed in TSMC 0.18μm CMOS process. At a supply voltage of 3.3V, the simulation results show that the operating frequency covers 3296～3980MHz, the peak value of output voltage is 5.32V@3622MHz with the tuning gain of 32MHz/V. The phase noise is -155.37dBc/Hz at 20MHz offset. It will satisfy the requirements of GSM/EDGE application.

VCO, varactor, phase noise, thermometer code

TN752

：A

1672-6332（2017）01-0009-06

【責任編輯：高潮】

2016-12-05

陳勖(1977-)，男(漢)，湖南邵陽人，博士后，講師，主要研究方向：射頻集成電路設計。E-mail:chenx@sziit.edu.cn