三相逆變器共模傳導(dǎo)電磁干擾建模及原始噪音抑制技術(shù)

周錦平，周 敏

（1.上海交通大學(xué)電子信息與電氣工程學(xué)院，上海200240；2.臺達電子企業(yè)管理（上海）有限公司臺達電力電子研發(fā)中心，上海 201209）

三相逆變器共模傳導(dǎo)電磁干擾建模及原始噪音抑制技術(shù)

周錦平1，周 敏2

（1.上海交通大學(xué)電子信息與電氣工程學(xué)院，上海200240；2.臺達電子企業(yè)管理（上海）有限公司臺達電力電子研發(fā)中心，上海 201209）

建立了三相逆變器的共模噪音通路模型，基于此模型分析了連接在交流母線與直流母線之間的濾波電容對共模噪音特性的影響；提出了一種新的應(yīng)用于三相變換器的原始共模噪音的補償方案，基于所提方案可以減小整個系統(tǒng)對共模濾波器的要求，改善整個系統(tǒng)的體積和成本。實驗結(jié)果驗證了方案的可行性。

三相逆變器；傳導(dǎo)電磁干擾；共模噪音模型；噪音補償

在大功率應(yīng)用領(lǐng)域，三相脈寬調(diào)制PWM（pulse width modulation）的電壓源變換器如不間斷電源、電機驅(qū)動、新能源并網(wǎng)逆變器等被廣泛應(yīng)用。為了滿足相應(yīng)的電磁干擾EMI（electro magnetic interference）標準，在網(wǎng)側(cè)通常都需要加入EMI濾波器，包括差模濾波器和共模濾波器［1］。因為共模噪音源內(nèi)阻的復(fù)雜性，共模濾波器的設(shè)計通常具有相當?shù)奶魬?zhàn)性，需要工程師反復(fù)試錯。

另外一個會影響共模噪音源特性的關(guān)鍵元件是連接在交流母線與直流母線之間的濾波電容CY0，甚至有時候交流母線中性點和直流母線中點之間是直接相連。普遍地認為這樣的低阻抗連接可以改善逆變器產(chǎn)生的共模噪音電流［2］，因而可以減小交流側(cè)的共模濾波器。但是，實際應(yīng)用時，有時候會得到一些矛盾的結(jié)果，鮮有文獻對這一問題進行系統(tǒng)分析。

本文首先分析了三相電壓源變換器的共模噪音通路并建立一個簡化的共模噪音模型，利用這個模型可以很方便地進行共模濾波器的設(shè)計；接著基于這個模型分析了連接在交流母線與直流母線之間的濾波電容對共模噪音特性的影響；最后提出了一種應(yīng)用于三相變換器的原始共模噪音的補償方案，共模噪音的原始補償方案在單相電路中出現(xiàn)較早［4］。本文將其推廣至三相電路，實驗結(jié)果驗證了方案的可行性。

1 共模噪音模型

1.1 共模噪音模型建立

在電力電子線路中，共模噪音電流的產(chǎn)生通?？梢愿爬?個要素：一是存在對地的電壓跳變，二是該電壓跳變點與地之間的分布電容。

結(jié)合三相電壓源變換器拓撲，三相PWM電壓源變換器共模噪音通路如圖1所示。主要需要考慮電壓跳變點，包括3個橋壁中點及直流母線，相應(yīng)地，分布電容包括3個橋壁中點對地的分布電容C1a，、C1b和C1c以及直流母線與地之間的分布電容C0。圖1中，La，、Lb、Lc為3個儲能電感，Cx為差模濾波電容，ZLISN表示EMI測試時的輔助設(shè)備線性阻抗穩(wěn)定網(wǎng)絡(luò)LISN（line impedance stabilization network）的阻抗。

圖1 三相PWM電壓源變換器共模噪音通路Fig.1 CM noise path of three-phase PWM converter

需要說明，如果直流母線是浮地的，則其對地電壓是跳變的，必須考慮該母線對地的分布電容，有時在直流母線和大地之間額外接電容也必須考慮。如果系統(tǒng)中直流母線是直接接地的，則直流母線是電壓穩(wěn)定點，可以不予考慮。

將圖1中的3個跳變電壓用電壓源替代，則共模噪音模型可以演化成圖2所示模型。

圖2的模型結(jié)構(gòu)仍然比較復(fù)雜，且包含3個噪音源，不利于共模濾波器的設(shè)計。利用線性疊加定理和戴維南等效，并且考慮到三相的對稱性，即La= Lb=Lc=L，C1a=C1b=C1c=C1，圖2模型可以進一步簡化成圖3所示。圖中，各參量可表示為

圖2 三相PWM電壓源變換器共模噪音模型Fig.2 CM noise model of three-phase PWM converter

圖3中，虛線框所示部分即表征了該共模噪音源，噪音源的幅值正比于（uao+ubo+uco）/3，噪音源的內(nèi)阻為1個電感和1個電容的串聯(lián)，因此也不可避免地會存在一個諧振頻率，該諧振頻率處，噪音源內(nèi)阻為0，因此往往噪音電流很大，是潛在的傳導(dǎo)EMI衰減不夠的頻點。基于這個模型，就可以方便地進行共模濾波器的設(shè)計。在已知噪音源內(nèi)阻情況下的濾波器設(shè)計已有成熟的理論，在此不再贅述。

圖3 簡化的三相PWM電壓源變換器共模噪音模型Fig.3 Simplified CM noise model of three-phase PWM converter

1.2 交流母線與直流母線之間的濾波電容效果分析

如圖4所示，在交流母線側(cè)由Y型連接的差模濾波電容構(gòu)成的中性點N和直流母線中點O之間接一個共模濾波電容CY0，這在很多場合都被作為一種減小共模電流的有效手段，主要機理是通過構(gòu)造一個低阻抗的共模電流通路來短路共模電壓，讓共模電流限制在所構(gòu)造的回路中（粗線所示回路），而盡可能少地流入大地。

基于前述共模噪音模型，完整分析存在CY0時的共模噪音通路，由于N為一個虛擬的中性點，其電壓被電網(wǎng)嵌位，是一個電壓穩(wěn)定點，因此CY0的本質(zhì)是將直流母線的電位也嵌位為穩(wěn)定點，基于之前同樣的方法，可以得到此時共模噪音的簡化模型如圖5所示。圖中，各參量可表示為

圖4 帶CY0三相PWM電壓源變換器Fig.4 Three-phase PWM converter with CY0

圖5 帶CY0三相PWM電壓源變換器共模噪音模型Fig.5 CM noise model of three-phase PWM converter with CY0

在圖5中，直流母線與地之間的分布電容C0實際上是電壓穩(wěn)定點與地之間的電容，其影響效果變成了Y電容，起到旁路流過LISN的共模電流的作用。通常地，該寄生電容由于阻抗較大，分流能力有限，在原始共模噪音模型中可以進一步忽略以簡化模型。

對比不存在CY0時的共模噪音模型（圖3）可以發(fā)現(xiàn)，由于CY0的存在，儲能電感的作用被弱化，噪音源的內(nèi)阻變成了一個純電容，因此噪音源的內(nèi)阻也不存在諧振頻率下的低阻抗。這兩種情況下的LISN阻抗的電壓掃描曲線如圖6所示，其中，L= 740 μH，ZLISN/3=17 Ω，C0=961 pF，C1=80 pF。對比兩條曲線可以發(fā)現(xiàn)，存在CY0時，雖然低頻段及諧振頻率附近的共模噪音得到改善，但是高頻段的共模噪音反而惡化了。

圖6 帶CY0及不帶CY0時的共模噪音對比Fig.6 CM noise comparison between with& without CY0

為便于直觀理解此述CY0對共模噪音回路的影響問題，以如圖7所示的單相噪音源為例進行說明，由圖可以發(fā)現(xiàn)，CY0雖然構(gòu)造了一個低阻抗共?；芈罚ù志€回路），但同時也構(gòu)造了另外一個共模噪音通路（細線回路），這個通路之所以存在，是由于C1的存在，這在很多分析三相電路共模噪音的文獻中均被忽略［2,3］，不夠完整。實際上，正是由于C1的存在，才導(dǎo)致了CY0作用的兩面性。由此得到一個定性結(jié)論：C1越小，CY0的正面作用越顯著，負面作用越小。

圖7 CY0對共模噪音回路的影響Fig.7 Effects of CY0on CM noise path

1.3 模型驗證

實驗測試基于一臺功率P為30 kW的三相并網(wǎng)逆變器，工作于無功補償模式。L=740 μH，開關(guān)頻率fs=27 kHz，通過實測提取分布參數(shù)C1=80 pF,C0= 961 pF。通過式（2）和式（3）可以計算CCM=1.2 nF，LCM=246.7 μH。根據(jù)圖4模型預(yù)測的共模噪音和實測的共模噪音結(jié)果如圖8所示。由圖可見，實測結(jié)果與計算結(jié)果吻合較好，驗證了模型的準確性。

圖8 三相PWM電壓源變換器預(yù)測及實測共模噪音Fig.8 Predicted&measured CM noise of three-phase PWM converter

實測的共模噪音頻譜中，在300 kHz左右也確實存在一個諧振頻率，該諧振頻率是由LCM和CCM決定的，即

在增加了CY0之后，這個諧振頻率消失了，實測共模噪音如圖9所示。由圖可見，在小于500 kHz的頻率范圍，共模噪音降低；在大于500 kHz時，共模噪音卻變大。實測結(jié)果與理論吻合較好，驗證了模型的準確性。

圖9 帶及不帶CY0時的實測共模噪音Fig.9 Measured CM noise with and without CY0

2 一種新的原始共模噪音抑制方案

2.1 方案機理

根據(jù)前面分析，CY0可以簡化噪音源內(nèi)阻，從一個電感和電容串聯(lián)變成一個單一電容。在CY0存在的條件下，這部分進一步提出一種原始共模噪音的抑制方案，以減小對共模濾波器的要求。

基本原理如圖10所示，通過構(gòu)造一個幅值與共模噪音源相等但相位相反的補償電壓，再串聯(lián)一個補償電容，生成與原共模電流大小相當、方向相反的電流來補償原來的共模電流。圖中uCM和CCM為存在CY0時的共模噪音源和噪音源內(nèi)阻。ucomp為補償電壓，其幅值與uCM相等，其相位與uCM相反，Ccomp為補償電容。

圖10 帶CY0三相變換器共模噪音補償原理Fig.10 Principal of CM noise compensation with CY0

為了確保原共模電流和補償電流幅值相等，需要滿足條件：

實際應(yīng)用時，補償電壓可以通過有源的方式產(chǎn)生，也可以通過無源的方式產(chǎn)生。本文以無源的方式為例，介紹一種具體的實施方式，通過在各儲能電感上分別耦合一個補償繞組，將各補償繞組首尾串聯(lián)之后，再串接一顆補償電容到大地，如圖11所示。這個方式的前提是交流側(cè)和直流側(cè)要有高頻低阻抗連接，比如通過電容CY0，或者直接連接如三相四線系統(tǒng)。因為只有在高頻低阻抗連接之后，跳變電壓uao、ubo、uco才會直接降在儲能電感上，此時在儲能電感上增加耦合繞組才能構(gòu)成所需的補償電壓。補償電壓所需的相位通過補償繞組和儲能電感主繞組的同名端關(guān)系來保證。

圖11 帶CY0三相變換器共模噪音補償方案Fig.11 Scheme of CM noise compensation with CY0

具體工作波形如圖12所示，uao、ubo、uco分別為3個橋壁中點對直流母線中點的電壓。uCM為共模電壓（uao+ubo+uco）/3，iCM為無補償網(wǎng)絡(luò)時流過LISN的共模電流。ucomp為增加補償網(wǎng)絡(luò)之后的補償電壓，其幅值與uCM相等，但相位相反，i＇CM為增加補償網(wǎng)絡(luò)之后的共模電流，可以看到共模電流得到顯著的改善。

由于補償繞組只流過補償電路，并沒有功率電流，因此這個補償方法本身對成本和體積的增加都非常有限，幾乎可以忽略。

圖12 原始共模噪音補償工作波形Fig.12 Waveforms of CM noise compensation

2.2 實驗驗證

基于30 kW的三相并網(wǎng)逆變器進行實驗驗證，實驗平臺如圖13所示。實驗系數(shù)為：CCM=3C1=240 pF，儲能電感L匝數(shù)為37匝，補償繞組的匝數(shù)為12匝，補償電壓和補償電容分別為：，Ccomp=uCMCCM/ucomp=250 pF。實際取2個470 pF電容串聯(lián)，其實驗結(jié)果如圖14所示。實驗結(jié)果表明此方法可以改善低頻段的共模噪音，在中頻段，由于相位較難保證相反且受一些寄生參數(shù)的影響，會有一些惡化，但是通常濾波器的體積取決于低頻段的噪音大小，因此此方案還可以顯著降低對共模濾波器的要求，從而降低整個裝置的成本和體積。

圖13 實驗平臺實物Fig.13 Experimental prototype

圖14 帶和不帶補償網(wǎng)絡(luò)時的實測共模噪音Fig.14 Measured CM noise when with and without compensation

3 結(jié)語

本文建立了三相電壓源變換器的共模噪音通路模型，基于此模型分析了連接在交流母線與直流母線之間的濾波電容對共模噪音特性的影響：此電容具有讓共模噪音源的內(nèi)阻從電感與電容的串聯(lián)特性演變成單一電容的特性，改變了共模噪音源所具有的諧振特性，改善了諧振頻率附近的噪音大小，但也因此惡化了高頻段原始共模噪音。最后提出了一種新的應(yīng)用于三相變換器的原始共模噪音的補償方案，基于這樣的方案可以減小整個系統(tǒng)對共模濾波器的要求，改善整個系統(tǒng)的體積和成本，實驗結(jié)果驗證了方案的可行性。

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Common Mode Conducted EMI Noise Modeling and Suppression for Three-phase Inverter

ZHOU Jinping1,ZHOU Min2
（1.School of Electronic Information and Electrical Engineering,Shanghai Jiao Tong University,Shanghai 200240,China; 2.Delta Power Electronics Center（DPEC）,Delta Electronics（Shanghai）Co.Ltd,Shanghai 201209,China）

Grid connected three-phase pulse width modulation（PWM）voltage source converter（VSC）generates undesired common mode（CM）noise.A typical solution to this problem is to use a CM filter.This work first gives the CM noise model of three-phase VSC.Then the effects of capacitor connected between AC bus and DC bus is analyzed.Finally a new scheme is proposed on original CM noise suppression.Experimental results indicate that the proposed idea can reduce CM noise obviously.Thus the requirements on CM filter are reduced.

three-phase inverter;conducted electro magnetic interference（EMI）;common-mode noise model;noise compensation

周錦平

10.13234/j.issn.2095-2805．2017．3.107

：TM46

：A

周錦平（1984-），男，通信作者，碩士研究生，研究方向：電力電子裝置中的高頻磁元件設(shè)計，電磁兼容與電磁干擾抑制，E-mail：Jinping.Zhou@deltaww.com.cn。

2015-12-09

周敏（1978-），女，本科，研發(fā)副理，研究方向：電力電子裝置中的高頻磁元件設(shè)計，電磁兼容與電磁干擾抑制，E-mail：Min.Zhou@deltaww.com.cn。