一種應(yīng)用于偏頻鎖定激光系統(tǒng)的多功能測(cè)頻電路

白巍凱，劉濤，董瑞芳，張首剛，劉婭，鄧雪，陳玖朋，高靜，劉杰

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一種應(yīng)用于偏頻鎖定激光系統(tǒng)的多功能測(cè)頻電路

白巍凱1,2,3，劉濤1,2，董瑞芳1,2，張首剛1,2，劉婭1,4，鄧雪1,2，陳玖朋1,2,3，高靜1,2，劉杰1,2

（1. 中國科學(xué)院 國家授時(shí)中心，西安 710600；2. 中國科學(xué)院 時(shí)間頻率基準(zhǔn)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，西安 710600；3.中國科學(xué)院大學(xué)，北京 100049；4. 中國科學(xué)院 精密導(dǎo)航定位與定時(shí)技術(shù)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，西安 710600）

針對(duì)偏頻鎖定激光系統(tǒng)需要精密頻率測(cè)量以及頻率電壓轉(zhuǎn)換等需求，設(shè)計(jì)了一種基于FPGA（field programmable gate array）的多功能測(cè)頻電路，實(shí)現(xiàn)了抗噪數(shù)字轉(zhuǎn)方波電路，在8~20MHz范圍內(nèi)的測(cè)頻平均誤差為0.00156%，具有頻率轉(zhuǎn)電壓與整數(shù)分頻功能。目前本測(cè)頻電路已應(yīng)用于偏頻鎖定激光系統(tǒng)之中，將兩臺(tái)激光器的頻差從35MHz/h穩(wěn)定在17kHz/h以內(nèi)。

頻率測(cè)量；FPGA；頻率電壓轉(zhuǎn)換；偏頻鎖定

0 引言

頻率計(jì)數(shù)是一種對(duì)信號(hào)頻率進(jìn)行測(cè)量的電子技術(shù)，在物理研究、通訊技術(shù)等領(lǐng)域都有著重要的應(yīng)用。在開展偏頻鎖定激光實(shí)驗(yàn)[1-2]中，為了達(dá)到激光頻率的精確計(jì)數(shù)、頻率-電壓的線性轉(zhuǎn)換，以及頻率信號(hào)分頻輸出等要求，需要實(shí)現(xiàn)具有頻率-電壓轉(zhuǎn)換、50%占空比-任意整數(shù)分頻的多功能測(cè)頻電路。

當(dāng)前已有許多商用頻率計(jì)和頻率電壓轉(zhuǎn)換芯片出售，它們可實(shí)現(xiàn)在較小的測(cè)頻周期下達(dá)到較高的測(cè)頻精度，但是由于大多頻率計(jì)沒有頻率-電壓轉(zhuǎn)換功能，而大多頻轉(zhuǎn)壓芯片的頻率接收范圍不夠大，均不能達(dá)到偏頻鎖定激光系統(tǒng)的要求。因此，需要自行研制一種專用于偏頻鎖定系統(tǒng)的多功能測(cè)頻電路。

關(guān)于頻率測(cè)量的電子技術(shù)[3-4]有很多種，根據(jù)測(cè)頻原理主要分為模擬法和計(jì)數(shù)法。其中模擬法主要有利用無源網(wǎng)絡(luò)諧振特性的電橋法與諧振法，通過被測(cè)信號(hào)與已知頻率信號(hào)相比較的拍頻法與差頻法等。這些方法[5-6]的測(cè)頻需要參考信號(hào)，頻率測(cè)量范圍受參考信號(hào)和器件工作范圍限制，范圍一般較窄。計(jì)數(shù)法則主要有電容充放電式與電子計(jì)數(shù)式兩種方法。前者是利用電子電路控制電容器充放電次數(shù)，再用磁電式儀表測(cè)量充、放電電流的大小，從而指示出被測(cè)信號(hào)的頻率值；后者是根據(jù)頻率的定義，用電子技術(shù)顯示單位時(shí)間內(nèi)通過被測(cè)信號(hào)的周期個(gè)數(shù)來實(shí)現(xiàn)頻率的測(cè)量。由于數(shù)字電路的飛速發(fā)展和數(shù)字集成電路的普及，電子計(jì)數(shù)法的應(yīng)用十分廣泛，利用電子計(jì)數(shù)器測(cè)量頻率具有精確度高、顯示醒目直觀、測(cè)量迅速以及便于實(shí)現(xiàn)測(cè)量過程自動(dòng)化等一系列突出優(yōu)點(diǎn)。因此，本文采用了電子計(jì)數(shù)的方法，設(shè)計(jì)了專門的數(shù)字測(cè)頻電路，以應(yīng)用于光學(xué)系統(tǒng)之中。

數(shù)字計(jì)數(shù)式頻率計(jì)根據(jù)其具體實(shí)現(xiàn)算法的特點(diǎn)與用途，主要分為兩類：第一類測(cè)頻范圍較窄，大多是定點(diǎn)測(cè)頻，測(cè)量周期較長，但測(cè)頻分辨率與測(cè)量精度極高，能達(dá)到10-15量級(jí)[7]，多用于對(duì)時(shí)間標(biāo)準(zhǔn)頻率的測(cè)量工作中；第二類測(cè)頻范圍較寬，測(cè)頻周期較短，但測(cè)頻分辨率與測(cè)量精度較低，其大多數(shù)量級(jí)在10-1~10-6范圍內(nèi)[8-12]，用于對(duì)被測(cè)信號(hào)頻率值的實(shí)時(shí)測(cè)量工作中，如本文設(shè)計(jì)的測(cè)頻系統(tǒng)。目前這類頻率計(jì)中以多周期同步測(cè)量法最為常用，此外還有基于DDS的測(cè)頻法[13]以及全相位FFT測(cè)頻法[14]等方法。其中基于DDS的測(cè)頻法每次需先對(duì)被測(cè)信號(hào)進(jìn)行粗略測(cè)量，再調(diào)整DDS頻率輸出之后精細(xì)測(cè)量，這樣對(duì)于頻率漂移較大的激光系統(tǒng)并不適合，并且其消耗時(shí)間較長，不利于反饋控制的應(yīng)用情況。對(duì)于全相位FFT測(cè)頻法，其測(cè)頻誤差在10-4量級(jí)，但其頻率測(cè)量范圍相對(duì)較小，同樣不能滿足激光實(shí)驗(yàn)的需要。而多周期同步測(cè)量法成熟穩(wěn)定，在滿足實(shí)驗(yàn)要求的同時(shí)開發(fā)難度較小。因此，本文設(shè)計(jì)的數(shù)字測(cè)頻電路在多周期同步測(cè)量法的基礎(chǔ)上，做了一些實(shí)驗(yàn)應(yīng)用方面的優(yōu)化。

目前設(shè)計(jì)數(shù)字測(cè)頻電路的嵌入式平臺(tái)主要有ARM[8]、DSP[9]、FPGA[10-12]以及一些低性能的單片機(jī)[15]等。本文設(shè)計(jì)的多功能測(cè)頻電路采用了能夠?qū)崿F(xiàn)并行處理的FPGA芯片作為主控芯片，模塊之間的關(guān)聯(lián)結(jié)合了流水線式的設(shè)計(jì)原理[9]以減小測(cè)頻系統(tǒng)的工作死區(qū)、滿足實(shí)驗(yàn)的要求。本文首先對(duì)測(cè)頻電路的整體系統(tǒng)進(jìn)行介紹，包括系統(tǒng)總體設(shè)計(jì)、系統(tǒng)執(zhí)行流程和FPGA模塊劃分；然后，對(duì)FPGA內(nèi)部關(guān)鍵模塊的實(shí)現(xiàn)原理進(jìn)行闡述，最后對(duì)測(cè)試結(jié)果及實(shí)驗(yàn)應(yīng)用進(jìn)行分析。

1 測(cè)頻電路總體設(shè)計(jì)

偏頻鎖定激光實(shí)驗(yàn)的系統(tǒng)如圖1所示。主激光作為頻率參考，將從激光以一定頻率差鎖定到主激光的頻率之上。實(shí)驗(yàn)中，利用研制的測(cè)頻電路測(cè)量兩臺(tái)激光器的拍頻信號(hào)并產(chǎn)生控制信號(hào)，通過伺服系統(tǒng)對(duì)從激光進(jìn)行反饋控制，從而實(shí)現(xiàn)偏頻鎖定。由于兩臺(tái)激光器有著較大的相對(duì)頻率漂移，導(dǎo)致兩臺(tái)激光器的頻差變化較大，因此偏頻鎖定系統(tǒng)分為兩級(jí)鎖定，具體光路如圖1所示，虛線部分為光路，實(shí)線部分為電路。系統(tǒng)一級(jí)鎖定通過將兩個(gè)激光器的拍頻信號(hào)送至多功能頻率計(jì)進(jìn)行頻壓轉(zhuǎn)換，其輸出電壓信號(hào)經(jīng)過比例積分微分控制器（proportion integration differentiation，PID）反饋至2號(hào)激光器的壓電陶瓷換能器（piezoelectric ceramic transducer，PZT）上，以達(dá)到抑制相對(duì)頻率漂移的目的；二級(jí)鎖定在一級(jí)鎖定的基礎(chǔ)之上進(jìn)行進(jìn)一步的頻率鎖定，實(shí)現(xiàn)頻率穩(wěn)定。

注：圖中的虛線表示光路部分，實(shí)線表示電路部分。

實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的一級(jí)鎖定，即將兩臺(tái)激光器之間的頻差穩(wěn)定在20kHz/h以內(nèi)，所需要的多功能測(cè)頻電路需滿足以下要求：①測(cè)頻量程20MHz，以滿足較大的激光拍頻變化范圍；② 電路的測(cè)頻-轉(zhuǎn)換工作的時(shí)間周期可調(diào)節(jié)，測(cè)量周期1 ms時(shí)對(duì)應(yīng)測(cè)量精度不小于1 kHz，以達(dá)到后接模擬PID得到較好的反饋控制效果；③ 實(shí)時(shí)頻率電壓轉(zhuǎn)換的線性度優(yōu)于1%，頻壓轉(zhuǎn)換的中心頻率和范圍可調(diào)節(jié)，并在轉(zhuǎn)換范圍為全量程（20 MHz）時(shí)分辨率優(yōu)1 kHz，以達(dá)到更高的鎖定效果；④ 不影響其他功能的情況下增加任意整數(shù)分頻功能，用于激光系統(tǒng)的測(cè)試實(shí)驗(yàn)。

很多測(cè)頻電路在接收模擬信號(hào)時(shí)采用模擬電路對(duì)正弦信號(hào)進(jìn)行方波轉(zhuǎn)換，進(jìn)而對(duì)方波進(jìn)行頻率測(cè)量。這就需要設(shè)計(jì)一個(gè)帶寬較大的高增益放大電路。而本文設(shè)計(jì)的測(cè)頻電路采用了一種抗噪性較好的數(shù)字轉(zhuǎn)方波電路，被測(cè)模擬信號(hào)直接由AD（analogue-to-digital conversion）芯片進(jìn)行采集并轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào)之后，采用數(shù)字轉(zhuǎn)方波電路將正弦波轉(zhuǎn)換為方波。本文設(shè)計(jì)采用FPGA（CyClone4-EP4CE15F17C8N）作為平臺(tái)，該型號(hào)內(nèi)部資源充足。關(guān)于測(cè)頻系統(tǒng)的相關(guān)參數(shù)，如測(cè)頻周期、頻轉(zhuǎn)壓的范圍與中心頻率等通過矩陣鍵盤輸入。FPGA數(shù)據(jù)處理之后，在數(shù)碼管上顯示被測(cè)信號(hào)頻率值，并控制DA（digital-to-analogue conversion）芯片輸出頻轉(zhuǎn)壓后的電壓信號(hào)，以及基于分頻系數(shù)與被測(cè)信號(hào)的分頻信號(hào)。

根據(jù)系統(tǒng)需要，測(cè)頻電路的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖2所示。采用了50 MHz超穩(wěn)晶振作為系統(tǒng)的參考頻率。在FPGA內(nèi)部，按功能主要由轉(zhuǎn)方波模塊、測(cè)頻模塊、數(shù)據(jù)處理模塊、頻轉(zhuǎn)壓模塊和分頻模塊這5部分組成。均在QuartusII-11.0軟件下，使用Verilog 語言進(jìn)行編程，并通過Modelsim SE-6410.0c進(jìn)行仿真驗(yàn)證。當(dāng)信號(hào)經(jīng)過數(shù)字轉(zhuǎn)方波處理之后，分為3路（如圖2中模塊左上標(biāo)注）：① 測(cè)頻-數(shù)據(jù)處理-顯示-數(shù)碼管；② 測(cè)頻-數(shù)據(jù)處理-頻轉(zhuǎn)壓運(yùn)算-電壓信號(hào)輸出；③ 分頻-分頻輸出。

其中第1路完成電路的基本測(cè)頻功能，第2路完成頻率轉(zhuǎn)電壓功能，第3路完成任意分頻功能。由于FPGA屬于硬件設(shè)計(jì)平臺(tái)，所以可設(shè)計(jì)這3路并行執(zhí)行，同時(shí)工作而又不會(huì)互相影響。每一路的各個(gè)模塊之間均采用4次重疊執(zhí)行的流水線式的結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)[16]，從而使測(cè)頻模塊2次數(shù)據(jù)測(cè)量之間的間隔減小到只有2個(gè)系統(tǒng)時(shí)鐘周期，幾乎消除了頻率計(jì)數(shù)的測(cè)量死區(qū)。

圖2 測(cè)頻電路系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖

2 FPGA內(nèi)部模塊的方案實(shí)現(xiàn)

2.1 數(shù)字轉(zhuǎn)方波模塊

數(shù)字轉(zhuǎn)方波模塊的作用是將經(jīng)過AD芯片采集而得的數(shù)字正弦信號(hào)轉(zhuǎn)換成與其周期相同、計(jì)數(shù)器可以直接計(jì)數(shù)的內(nèi)部方波信號(hào)。數(shù)字轉(zhuǎn)方波電路的基本原理如圖3所示。

圖3 正弦轉(zhuǎn)方波原理示意圖

理想狀態(tài)下設(shè)輸入正弦波的波腹值為0。將0設(shè)定為判定閾值對(duì)接收到的數(shù)據(jù)進(jìn)行判定，當(dāng)數(shù)據(jù)≥0時(shí)，輸出方波為高電平；當(dāng)數(shù)據(jù)＜0時(shí)，輸出方波為低電平。但在實(shí)際中，電路系統(tǒng)中有噪聲的存在：一部分來自于中路的白噪聲；另一部分來自于AD芯片的轉(zhuǎn)換噪聲。本文設(shè)計(jì)所采用的AD9280芯片工作在32MHz時(shí)轉(zhuǎn)換誤碼率0，本文設(shè)計(jì)所采用的系統(tǒng)時(shí)鐘頻率為50MHz，會(huì)增加AD芯片的轉(zhuǎn)換誤碼率（CER）與功耗。這種情況下使用上述判定方法會(huì)使輸出的方波產(chǎn)生較多毛刺，導(dǎo)致過大的測(cè)頻誤差，如圖4所示。

針對(duì)噪聲的影響，模塊中會(huì)用兩個(gè)措施對(duì)其進(jìn)行抑制。

首先，在模塊內(nèi)加入有限長單位沖激響應(yīng)（finite impulse response，F(xiàn)IR）濾波器。由于白噪聲和轉(zhuǎn)換誤碼帶來的噪聲都是隨機(jī)的，所以它們?cè)陬l譜分布上基本是在所有頻域之上。因此，將AD采集到的數(shù)據(jù)先通過一個(gè)低通數(shù)字FIR濾波器就可以消除部分噪聲。本濾波器40MHz、9階低通濾波器，抽頭系數(shù)由Matlab計(jì)算得到。

圖4 正弦轉(zhuǎn)方波噪聲示意圖

其次，在判定部分中采用狀態(tài)機(jī)代替普通的邏輯判定，并提高判定閾值。如圖5所示，設(shè)閾值為a，狀態(tài)機(jī)起始狀態(tài)輸出信號(hào)為低電平，當(dāng)數(shù)據(jù)＞a時(shí)，進(jìn)入下一個(gè)狀態(tài)并將輸出信號(hào)拉高，等數(shù)據(jù)＜-a時(shí)，狀態(tài)機(jī)返回初始狀態(tài)并將輸出信號(hào)拉低。這樣基本上解決了出現(xiàn)毛刺的現(xiàn)象。該數(shù)字轉(zhuǎn)方波電路不僅適用于正弦波，對(duì)三角波、鋸齒波一樣有效。我們采用Modelsim軟件進(jìn)行仿真，分別以疊加噪聲的正弦波、鋸齒波、三角波作為數(shù)字轉(zhuǎn)方波模塊的輸入AD，B_Out為經(jīng)過以上兩種措施改進(jìn)的數(shù)字轉(zhuǎn)方波模塊的輸出，A_Out為未經(jīng)改進(jìn)的模塊輸出。仿真圖如圖5所示，經(jīng)過改進(jìn)后的數(shù)字轉(zhuǎn)方波模塊，已經(jīng)成功消除了毛刺出現(xiàn)的現(xiàn)象。

（a） 正弦波

（b） 鋸齒波

（c） 三角波

2.2 測(cè)頻模塊

常見的測(cè)頻算法以多周期同步測(cè)量法最為人知，又名等精度測(cè)量法，該方法目前非常成熟，并廣泛應(yīng)用于測(cè)頻系統(tǒng)的設(shè)計(jì)當(dāng)中。這類算法是基于直接測(cè)頻算法而得，雖然具有“測(cè)頻周期越短，頻率分辨能力越小”的缺點(diǎn)，但其方法相對(duì)簡單、易于程序?qū)崿F(xiàn)，并且頻率分辨率能夠滿足偏頻鎖定系統(tǒng)中抑制頻率漂移的要求，所以本文設(shè)計(jì)采用該算法，并在該算法基礎(chǔ)上加以優(yōu)化，使其更適用于鎖定系統(tǒng)當(dāng)中。關(guān)于算法的具體內(nèi)容在文獻(xiàn)[10]和[17]中有詳細(xì)的介紹，以下只做簡單的介紹。由等精度測(cè)頻法的示意圖6可見，除了被測(cè)信號(hào)作為輸入信號(hào)外，還有一個(gè)確定頻率的基準(zhǔn)信號(hào)，在實(shí)際閘門開放的時(shí)間內(nèi)對(duì)它們進(jìn)行計(jì)數(shù)。設(shè)對(duì)基準(zhǔn)頻率信號(hào)的計(jì)數(shù)結(jié)果是，其周期為；對(duì)被測(cè)信號(hào)的計(jì)數(shù)結(jié)果，其周期為，則有等式:

推導(dǎo)得到被測(cè)量的信號(hào)頻率是

。（2）

圖6 等精度測(cè)頻原理示意圖

因此，根據(jù)系統(tǒng)應(yīng)用的需求，本次設(shè)計(jì)在等精度測(cè)頻法之上做了以下優(yōu)化：① 將預(yù)置閘門作為實(shí)際閘門；② 加入周期測(cè)量計(jì)數(shù)器、前置計(jì)數(shù)器、后置計(jì)數(shù)器。修改后的測(cè)頻原理如圖7所示。做第1步修改，使得閘門開啟后到測(cè)頻計(jì)數(shù)完成輸出結(jié)果之間的時(shí)間為確定值，去掉了不確定值，但是會(huì)給頻率計(jì)數(shù)帶來一個(gè)±1的誤差。為了對(duì)這個(gè)誤差進(jìn)行補(bǔ)償，需要做第2步修改。以基準(zhǔn)頻率為標(biāo)尺，加入周期測(cè)量計(jì)數(shù)器測(cè)量被測(cè)信號(hào)兩個(gè)上升沿之間的間隔；加入前置計(jì)數(shù)器用于測(cè)量在閘門開啟后第1個(gè)被測(cè)信號(hào)的上升沿與閘門信號(hào)上升沿之間的時(shí)間間隔；加入后置計(jì)數(shù)器用于測(cè)量閘門關(guān)閉前與最后一個(gè)被測(cè)信號(hào)的上升沿與閘門信號(hào)下降沿之間的時(shí)間間隔。由于最后關(guān)閉閘門時(shí)，被測(cè)信號(hào)并沒有傳送一個(gè)完整周期的波形，所以測(cè)得的結(jié)果需要減1，即。加入誤差補(bǔ)償后的被測(cè)信號(hào)頻率如下：

。 （4）

所有的數(shù)據(jù)計(jì)算部分均在數(shù)據(jù)處理模塊內(nèi)進(jìn)行，測(cè)頻模塊將測(cè)得的各個(gè)參數(shù)傳送至數(shù)據(jù)處理模塊便完整其功能。

圖7 改進(jìn)后的測(cè)頻原理示意圖

2.3 頻壓轉(zhuǎn)換模塊

頻轉(zhuǎn)壓模塊接收到中心頻率、測(cè)頻范圍等參數(shù)后，通過數(shù)模轉(zhuǎn)換芯片完成頻率與電壓的線性轉(zhuǎn)換。因?yàn)轫?xiàng)目要求轉(zhuǎn)換范圍等于測(cè)頻量程（20MHz）時(shí)，頻壓轉(zhuǎn)換分辨率必須優(yōu)于1kHz，所以采用了16位DA轉(zhuǎn)換芯片，芯片型號(hào)為DAC8562，輸出范圍0~2.5V。FPGA與DA通過SPI協(xié)議[18]進(jìn)行通信，所以此模塊包含兩個(gè)部分：一部分用于對(duì)頻壓轉(zhuǎn)換進(jìn)行計(jì)算；另一部分完成SPI命令發(fā)送，將計(jì)算得到的結(jié)果采用原碼并結(jié)合命令控制字發(fā)送至DA，使DA更新輸出電壓。

在第1部分中，關(guān)于頻壓轉(zhuǎn)換的計(jì)算公式如式（5）~（8）所示：

。 （6）

。 （8）

第2部分是一個(gè)SPI協(xié)議發(fā)送模塊，F(xiàn)PGA與DA芯片通信的數(shù)據(jù)一幀為24bits（MSB）。其中高8位是DA的控制命令，低16位為之前模塊計(jì)算所得的16位數(shù)據(jù)，通過三線式SPI協(xié)議發(fā)送至DA芯片。

其他模塊主要包括顯示驅(qū)動(dòng)模塊、分頻模塊[19]、數(shù)據(jù)處理模塊等。其中數(shù)據(jù)處理模塊的功能主要是協(xié)調(diào)各個(gè)模塊進(jìn)行運(yùn)算處理。分頻模塊主要在基于累加器原理的基礎(chǔ)上做了優(yōu)化，使整數(shù)分頻輸出信號(hào)具有50%占空比。目前這些模塊的技術(shù)原理已經(jīng)比較成熟。

3 測(cè)試結(jié)果及實(shí)驗(yàn)應(yīng)用

3.1 測(cè)試結(jié)果

我們對(duì)多功能測(cè)頻電路進(jìn)行了頻率測(cè)量功能、頻率-電壓轉(zhuǎn)換功能及分頻功能測(cè)試。

首先用多功能測(cè)頻電路測(cè)量由信號(hào)發(fā)生器（SRS，SG382）輸出的正弦信號(hào)，讀取數(shù)據(jù)并進(jìn)行誤差計(jì)算。因?yàn)闇y(cè)頻功能的頻率分辨率與設(shè)定的測(cè)量周期有關(guān)，測(cè)量周期越長頻率分辨率越高。為了排除頻率分辨率的影響，更準(zhǔn)確的得到測(cè)量誤差，將測(cè)量周期設(shè)定為1s。每隔1s測(cè)量1次，每組數(shù)據(jù)測(cè)量50次，進(jìn)行平均后計(jì)算其殘差，如圖8（a）所示。測(cè)量平均誤差為0.0027%，置信區(qū)間為（0，0.00765%）。其中在8~20 MHz的測(cè)量平均誤差為0.00156%，置信區(qū)間為（0，0.000216%）。

然后，對(duì)多功能測(cè)頻電路的頻率-電壓轉(zhuǎn)換功能進(jìn)行測(cè)試。設(shè)置頻率計(jì)的頻壓轉(zhuǎn)換參數(shù)為：中心頻率10MHz、范圍8~12MHz，電壓輸出范圍為0~2.5V。根據(jù)理論計(jì)算，我們得到頻率與輸出電壓的關(guān)系為

式（9）中，為頻率，取值范圍8~12 MHz。

在實(shí)際測(cè)試中，使信號(hào)發(fā)生器（SRS，SG382）輸出信號(hào)的調(diào)制參數(shù)測(cè)頻電路頻壓轉(zhuǎn)換的參數(shù)設(shè)置一致，調(diào)制頻率為1Hz的正弦波。采用頻率計(jì)數(shù)器測(cè)量信號(hào)發(fā)生器輸出頻率，并用示波器對(duì)測(cè)頻電路的輸出電壓信號(hào)進(jìn)行捕捉，經(jīng)擬合后得到函數(shù)：

。 （11）

由此可得測(cè)頻電路輸出電壓與輸入信號(hào)的頻率具有良好的線性關(guān)系，滿足線性度優(yōu)于1%的實(shí)驗(yàn)要求。

最后，對(duì)多功能測(cè)頻電路的分頻功能進(jìn)行測(cè)試。對(duì)信號(hào)發(fā)生器發(fā)出10MHz正弦波信號(hào)進(jìn)行分頻，依次改變頻率計(jì)的分頻系數(shù)，通過另一臺(tái)商用頻率計(jì)（Agilent，53230A）測(cè)量其分頻后的頻率，計(jì)算其誤差比。其誤差比的平均值為1.77×10-11，置信區(qū)間為（0，3.638×10-11），如圖8（c）所示。

（a） 測(cè)頻殘差圖

（b） 頻率-電壓轉(zhuǎn)換殘差曲線

（c） 分頻誤差圖

對(duì)各項(xiàng)測(cè)試結(jié)果進(jìn)行誤差分析：① 測(cè)頻誤差在算法上由測(cè)頻周期與基準(zhǔn)信號(hào)頻率兩因素決定[5]；② 在FPGA內(nèi)部數(shù)據(jù)處理中，由數(shù)字化帶來的量化誤差對(duì)低頻測(cè)頻誤差影響較大；③ 在實(shí)際電路中，F(xiàn)PGA時(shí)鐘源采用的是有普通源晶振，其穩(wěn)定度也會(huì)對(duì)測(cè)頻誤差造成一定影響；④ 測(cè)頻誤差、DA電路部分模擬噪聲也會(huì)對(duì)頻率-電壓轉(zhuǎn)換的線性度有一定影響；⑤ 分頻誤差主要取決于測(cè)頻誤差。

3.2 實(shí)驗(yàn)應(yīng)用

目前此多功能測(cè)頻電路已應(yīng)用于偏頻鎖定系統(tǒng)的一級(jí)鎖定中，偏頻鎖定激光系統(tǒng)如圖1所示。兩臺(tái)激光器的中心波長均為1550nm，頻率在193.5THz左右。其中主激光鎖定在超高精細(xì)度光學(xué)腔上的窄線寬激光器，其線寬小于3Hz，頻率漂移每秒千赫茲量級(jí)；從激光是一臺(tái)商用光纖激光器（NKT，Basic），輸出激光線寬在千赫茲量級(jí)。由于光電探測(cè)器無法直接響應(yīng)激光光頻范圍的信號(hào)，所以從激光與主激光的輸出光先通過光纖輸出，在光纖內(nèi)進(jìn)行拍頻。拍頻所得的光頻信號(hào)中包含兩激光器頻差的信息，通過光電探測(cè)器將頻率差值轉(zhuǎn)換成頻率相同的電壓信號(hào)之后，傳至多功能測(cè)頻電路進(jìn)行測(cè)頻與頻壓轉(zhuǎn)換。經(jīng)過測(cè)頻電路頻壓轉(zhuǎn)換后的信號(hào)再傳輸至模擬PID進(jìn)行控制運(yùn)算，輸出控制信號(hào)對(duì)從激光的PZT進(jìn)行反饋調(diào)整，從而抑制兩臺(tái)激光器的相對(duì)頻率漂移，達(dá)到偏頻鎖定系統(tǒng)一級(jí)鎖定的目標(biāo)。

系統(tǒng)要求一級(jí)鎖定后頻差穩(wěn)定在20kHz/h以內(nèi)。由于頻率漂移本身是隨機(jī)的，并且受環(huán)境溫度、震動(dòng)等影響較大，所以激光系統(tǒng)沒有進(jìn)行鎖定時(shí)拍頻所測(cè)的頻率差會(huì)隨機(jī)變化，并在較大的時(shí)間范圍內(nèi)（24h）上下起伏，頻率漂移每小時(shí)約幾十兆赫茲。本次測(cè)量采用商用頻率計(jì)（Agilent，53230A）實(shí)時(shí)記錄拍頻信號(hào)的頻率。將多功能測(cè)頻電路的頻轉(zhuǎn)壓中心頻率設(shè)定為10.14MHz，即將從激光頻與主激光的頻率差鎖定在10.14MHz。測(cè)量分為兩組，分別對(duì)激光系統(tǒng)未鎖定與鎖定狀態(tài)下的頻差信號(hào)進(jìn)行1h的記錄測(cè)量。

首先我們關(guān)閉頻率計(jì)與模擬PID，對(duì)未鎖定時(shí)1h內(nèi)拍頻信號(hào)的頻率值進(jìn)行測(cè)量記錄。測(cè)量結(jié)果如圖9（a）實(shí)線所示，頻率變化范圍在35MHz左右。在這樣的頻率變化條件下無法進(jìn)行下一步實(shí)驗(yàn)，必須通過一級(jí)鎖定進(jìn)行頻率漂移抑制。其次開啟模擬PID，使用本文設(shè)計(jì)的多功能測(cè)頻電路進(jìn)行一級(jí)鎖定后，再次對(duì)拍頻信號(hào)頻率值進(jìn)行測(cè)量，測(cè)量結(jié)果如圖9（b）所示，其中一個(gè)小時(shí)內(nèi)頻率漂移了5.7kHz，短期頻率抖動(dòng)小于17 kHz，基本達(dá)到了1h內(nèi)頻差＜20kHz的設(shè)計(jì)目標(biāo)。

注：圖（a）中的實(shí)線表示激光系統(tǒng)未鎖定時(shí)的數(shù)據(jù)，虛線表示激光系統(tǒng)使用頻率計(jì)鎖定時(shí)的數(shù)據(jù)。

4 總結(jié)

本文從偏頻鎖定激光實(shí)驗(yàn)的需求出發(fā)，設(shè)計(jì)并實(shí)現(xiàn)了一種基于FPGA的多功能測(cè)頻電路，其參考頻率為50 MHz，測(cè)頻、頻轉(zhuǎn)壓量程為0~20 MHz。該測(cè)頻電路采用了一種抗噪性較好的數(shù)字正弦轉(zhuǎn)方波電路，在8~20MHz范圍內(nèi)的測(cè)頻平均誤差為0.00156%，具有頻率轉(zhuǎn)電壓與整數(shù)分頻等功能。對(duì)此多功能測(cè)頻電路的頻率測(cè)量功能、頻率-電壓轉(zhuǎn)換功能以及分頻功能分別進(jìn)行測(cè)試，其中測(cè)頻誤差平均0.002%、頻壓轉(zhuǎn)換線性度0.3%。此測(cè)頻電路目前已成功應(yīng)用于偏頻鎖定激光實(shí)驗(yàn)之中，將兩臺(tái)激光器頻差從35 MHz/h穩(wěn)定在17kHz/h以內(nèi)，基本實(shí)現(xiàn)了抑制激光器慢漂的作用。

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A multi-functional frequency measurement circuit for laser frequency offset locking system

BAI Wei-kai1,2,3,LIU Tao1,2, DONG Rui-fang1,2, ZHANG Shou-gang1,2, LIU Ya1,4,DENG Xue1,2, CHEN Jiu-peng1,2,3, GAO Jing1,2, LIU Jie1,2

(1. National Time Service Center, Chinese Academy of Science, Xi’an 710600, China;2. Key Laboratory of Time and Frequency Primary Standards, National Time Service Center,Chinese Academy of Sciences, Xi’an 710600, China;3. University of Chinese Academy of Sciences, Beijing 100049, China； 4. Key Laboratory of Precision Navigation and Timing Technology, National Time Service Center, Chinese Academy of Sciences, Xi’an 710600, China)

According to the requirements of precision frequency measurement, conversion from frequency into voltage, and so on, for laser system with frequency offset locking, this paper demonstrates a multi-functional frequency measuring circuit based on FPGA. By using the low noise digital square wave switching circuit, the average error for the developed frequency meter in the frequency measurement within 8MHz to 20MHz is 0.00156%, and it has the functions of frequency-voltage conversion and integer frequency division. The frequency measuring circuit has been applied to the frequency offset locking laser system, and has reduced the frequency difference between the two lasers from 35MHz/h to 17kHz/h.

frequency measuring; FPGA; conversion from frequency into voltage; frequency offset locking

P127.1+2

A

1674-0637(2017)01-0001-10

10.13875/j.issn.1674-0637.2017-01-0001-10

2016-05-16

國家自然科學(xué)基金委重大科研儀器設(shè)備研制專項(xiàng)（61127901）；國家自然科學(xué)基金資助項(xiàng)目（11273024，6102502，11403031）；中組部“青年拔尖人才支持計(jì)劃”項(xiàng)目（組廳字〔2013〕33號(hào)）；中國科學(xué)院科技創(chuàng)新“交叉與合作團(tuán)隊(duì)”資助項(xiàng)目（中國科學(xué)院人教字〔2012〕119號(hào)）；中國科學(xué)院重點(diǎn)部署資助項(xiàng)目（KJZD-EW-W02）

白巍凱，男，碩士，主要從事光頻傳遞實(shí)驗(yàn)中數(shù)字電路研究。