一種新型Ku波段波導(dǎo)-微帶功率合成器?

王 嘉 胡 蓓（西安導(dǎo)航技術(shù)研究所西安710068）

一種新型Ku波段波導(dǎo)-微帶功率合成器?

王 嘉 胡 蓓
（西安導(dǎo)航技術(shù)研究所西安710068）

采用HFSS電磁仿真軟件設(shè)計了一款新型Ku波段波導(dǎo)-微帶功率合成器，在12.7GHz~16.8GHz范圍內(nèi)波端口反射系數(shù)小于-20dB，微帶端口到波端口的插入損耗在3dB±0.1dB內(nèi)，相位差為180°±8°內(nèi)，具有很強的實用價值。

Ku波段；功率合成器；波導(dǎo)-微帶過渡

1 引言

在高功率微波傳輸過程中，矩形波導(dǎo)由于其低損耗的特性，被廣泛應(yīng)用于天線前端、發(fā)射機、接收機、測試器件和低損耗部件中［1］。然而，目前大多數(shù)固態(tài)器件是基于平面電路應(yīng)用，其中很大一部分為微帶電路，因此微帶-波導(dǎo)過渡結(jié)構(gòu)成為了連接平面電路與波導(dǎo)系統(tǒng)一個必不可少的器件，一般來說其需要滿足寬頻帶、裝配簡單、低傳輸損耗和高發(fā)射損耗等條件［2］。

本文設(shè)計了一種Ku波段波導(dǎo)-微帶功率合成器，采用鰭線過渡結(jié)構(gòu)，其不僅具有寬頻帶波導(dǎo)-微帶過渡的特點，同時兼具功率合成的功能，在工程中具有很強的實用價值。

2 設(shè)計原理

鰭線結(jié)構(gòu)是一種便于制作毫米波混合集成電路的新型準(zhǔn)平面結(jié)構(gòu)［3］，實際使用的鰭線有四種結(jié)構(gòu)，它們是單面鰭線、雙面鰭線、對極鰭線以及單雙面絕緣鰭線［4］。

在毫米波混合集成電路中，一般采用對極鰭線來實現(xiàn)微帶到矩形波導(dǎo)的過渡，在這種結(jié)構(gòu)中，鰭線的槽寬逐漸變化到金屬波導(dǎo)的寬度［5］。對極鰭線的漸變形式包括指數(shù)線、余弦線、拋物線等［6］，其中余弦平方由于其便于機械加工，制造成本低等特點，使用最為普遍［7］。

余弦平方的設(shè)計公式為

式中，w為50ohm微帶線寬；Z為鰭線傳輸線的縱向坐標(biāo)；L為過渡段長度。

經(jīng)典的波導(dǎo)-微帶對極鰭線過渡結(jié)構(gòu)如圖1所示。在整個過渡長度內(nèi)，基片兩面的金屬鰭逐漸將波導(dǎo)口的電場逐漸轉(zhuǎn)化成微帶的TEM模［8］。1、2區(qū)的作用是將入射的TE10模旋轉(zhuǎn)90°，在交疊鰭區(qū)域傳播準(zhǔn)TEM模，此外，它還將波導(dǎo)的高阻抗轉(zhuǎn)化為微帶的低阻抗［9］。3、4、5區(qū)將對極鰭線轉(zhuǎn)變?yōu)槲?/p>

ClassNumber TN73線。為了消除諧振，可加入防諧振片S［10］，可將其等效為槽長為L1的槽線諧振器。

3 模型設(shè)計及仿真

針對波導(dǎo)-微帶功率合成器的實際使用頻率為Ku波段，使用HFSS三維電磁仿真軟件對模型設(shè)計、仿真及優(yōu)化。該模型主要由兩部分組成，一部分為Ku波段的標(biāo)準(zhǔn)波導(dǎo)，另一部分為插入波導(dǎo)內(nèi)部的介質(zhì)板，其中兩個對極鰭線覆蓋在介質(zhì)板的上表面，背面覆蓋一層地板，地板由兩部分組成，一部分為鰭線形成的弧形區(qū)域，一部分為矩形區(qū)域。

波導(dǎo)的尺寸采用Ku波段BJ140標(biāo)準(zhǔn)矩形波導(dǎo)尺寸（15.799mm*7.899mm），介質(zhì)基板選擇介電常數(shù)為2.2的Rogers 5880，厚度為0.254mm，長度為40mm，介質(zhì)基板距離波導(dǎo)壁k為3mm，根據(jù)實際的工作頻率12GHz~18GHz（中心頻率為15GHz）可計算出微帶線的寬度為0.76mm，鰭線間距為4.5mm，建立模型如圖2所示。

圖2 中，a、b分別為標(biāo)準(zhǔn)波導(dǎo)的長邊和短邊，t為微帶線的線寬，Wh為兩個鰭線之間的間距，k為介質(zhì)板距離波導(dǎo)壁的距離，Kcl為背面地板矩形部分的長度。

其中，鰭線1、2的曲線均為余弦平方公式，鰭線3的曲線為余弦公式，最終模型仿真S參數(shù)結(jié)果如圖3所示。

由圖3（a）中可看出，波端口的反射系數(shù)在12.7GHz~16.8GHz頻帶范圍內(nèi)反射系數(shù)均在-20dB以下，說明波端口匹配良好，能滿足寬頻帶的要求。由圖3可看出，微帶饋電端口到波端口的傳輸系數(shù)在3dB±0.1dB范圍內(nèi)浮動，說明其傳輸特性良好。微帶饋電端口的相位差如圖4所示。

由圖4中可以看出，端口的相位差在180°±8°范圍內(nèi)，能夠滿足工程的需要。

4 參數(shù)分析及優(yōu)化

由于微帶端口在傳輸過程中，主要依靠上層基片與地板之間的準(zhǔn)TEM波來傳輸［11］，因此場的能量主要集中在基片區(qū)域，但會有少部分存在于基片上方的空氣區(qū)域［12］。圖5為微帶橫截面處的電場分布圖。

由圖5可以看出，微帶鰭線之間的間距以及地板的形狀會對此波導(dǎo)-微帶功分器的電磁特性產(chǎn)生比較大的影響［13］，通過HFSS的優(yōu)化參數(shù)分析，鰭線間距Wh的優(yōu)化仿真結(jié)果如圖6所示。

由圖6可以看出，Wh在小于4mm的時候，波端口失配比較嚴(yán)重，在高于4mm之后，整個頻帶內(nèi)迅速產(chǎn)生諧振，這是因為在兩個微帶端口距離較近的時候，微帶端口之間耦合比較嚴(yán)重，導(dǎo)致波端口的能量反射比較厲害，從而使其失配比較嚴(yán)重，反射系數(shù)比較差。但是，也不能間距過大，這會導(dǎo)致鰭線距離波導(dǎo)壁過近，端口與波導(dǎo)壁產(chǎn)生一定的耦合，導(dǎo)致傳輸系數(shù)變差，因此最終選擇Wh為4.5mm這一組數(shù)據(jù)。

圖7 為優(yōu)化地板矩形面積的結(jié)果，由圖中可以看出當(dāng)kcl為零時，沒有矩形部分，此時全頻帶內(nèi)波端口反射系數(shù)很差，在l/6的時候，達到最佳，因此最終我們kcl的長為l/6。

5 結(jié)語

本文設(shè)計了一款Ku波段波導(dǎo)-微帶功率合成器，在12.7GHz~16.8GHz范圍內(nèi)S11￡-20dB，插入損耗在3dB±0.1dB內(nèi)，相位差為180°±8°范圍內(nèi)，它不僅具有寬頻帶內(nèi)波導(dǎo)微帶過渡的特點，同時完成了功率合成的功能，在大功率合成中具有很強的實用價值。

［1］Shan Xiao-yong and Shen Zhong-xiang.An eight-way power combiner based on a transition between rectan?gular waveguide and multiple microstrip lines［J］. IEEE Transcations on Microwave Theory and Tech?niques，2013，61（7）：2557-2561.

［2］董瑞冰.波導(dǎo)空間功率合成技術(shù)研究［D］.廣州：華南理工大學(xué)，2008.

［3］岳桂芹.基于基片集成波導(dǎo)技術(shù)無源器件的研究［D］.成都：電子科技大學(xué)，2008.

［4］Cheng N.S.，Alexaninan A.，Case M.G.，etal.40-W CW Broad-Band Spatial Power Combiner Using Dense Finline Arrays［J］.IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques，July.1999，47（7）：1070-1076.

［5］Belaid M.，Martinez R.，Wu K.A Mode Transformer Us?ing Finline Array For Spatial Power-Combiner Applica?tions［J］.IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques，Apr.2004，52（4）：1191-1198.

［6］Yakovlev A B，Lukic M V，Elsherbeni A Z，Smith C E，Steer M B，Meander-slot and U-slot antenna arrays for wide-band spatial power combiners［J］.IEEE Microwave and W ireless Components Letters，2003，13（3）：125-127.

［7］Gouker M A，Delisle JT，Duffy SM.A circuit-fed tile-ap?proach configuration for millimeter-wave spatial power combining［J］.IEEE Trans.Microwave Theroy Tech，2002，50（1）：17-21.

［8］Birafane Am，Kouki A.An analytical approach to LINC power combining effciency estimation and optim ization［C］//Microwave Conference，2003.33rd European，2003，3：1227-1229.

［9］Chiw ST，Gardner P，Gao SC.Compact power combining patch antenna［J］.Electronics Letters，2002，38（23）：1413-1414.

［10］Michael P Delisio，Robert A York.Quasi-Optical and Spatial Power Combining［J］.IEEE Trans.Microwave Theory Tech，2002，50（3）：929-936.

［11］York R A.Some considerations for optimal effciency and low noise in large power combining［J］.IEEE Trans.Mi?crowave Theory Tech，2001，49（8）：1477-1482.

［12］李皓，華光，陳繼新，洪偉，崔鐵軍，吳珂.基片集成波導(dǎo)和微帶轉(zhuǎn)換器的理論與實驗研究［J］.電子學(xué)報，2003，31（12A）：2002-2004.

［13］Feng Xu，KeWu.Guided-wave and leakage characteris?tics of substrate integrated waveguide［J］.IEEE Transac?tions on Microwave Theory and Techniques，2005，53（1）：66-73.

A New Ku-band W aveguide-m icrostrip Power Com biners

W ANG Jia HU Bei
（Xi?an Navigation Technology Research Institute，Xi?an 710068）

A new Ku-band waveguide-m icrostrip power combiners has been designed by HFSS，for the wave port S11 ￡-17dB in 12.7GHz~16.8GHz，themicrostrip S12 and S13 are in 3dB±0.1dB，phase difference is in 180°±8°，which is really use?ful in practice.

Ku-band，power combiner，waveguide-microstrip

TN73

10.3969/j.issn.1672-9730.2017.05.031

2016年11月8日，

2016年11月27日

王嘉，男，碩士研究生，助理工程師，研究方向：高功率微波傳輸。