一種空間用雙向直流斬波電路拓撲

霍群海，吳理心，尹靖元，賈東強

（1.中國科學(xué)院電工研究所，北京 100190；2.國網(wǎng)北京電科院，北京 100075）

0 引言

隨著空間技術(shù)的不斷發(fā)展，航天器電源系統(tǒng)的功率需求越來越大［1］。航天器的發(fā)射成本一直非常昂貴，現(xiàn)有電源系統(tǒng)的質(zhì)量在航天器總質(zhì)量中占有較大比重。由于減小航天器的質(zhì)量可以減少發(fā)射成本［2］，且較小的電源系統(tǒng)質(zhì)量對減少衛(wèi)星發(fā)射成本起著關(guān)鍵的作用，因此開展提高航天器電源系統(tǒng)充放電變換器功率密度的研究具有較高的實用價值［3-4］。已有文獻［5-6］及研究結(jié)果表明，雙向變換器比單向變換器在體積、功率密度、重量等方面更有優(yōu)勢［7-9］，因此開展雙向直流變換器的研究很有意義。

選擇合適的高功率密度拓撲時需考慮所選的拓撲電路要盡量簡單且穩(wěn)定可靠［10］。傳統(tǒng)Boost電路由于工作電流不連續(xù)、存在不穩(wěn)定工作點，故不能直接應(yīng)用于空間電源系統(tǒng)。目前多種新型拓撲成為航天電源的研究熱點，其中已經(jīng)在航天應(yīng)用的拓撲主要有：Weinberg 放電拓撲［11-14］、Super Boost電路拓撲、雙向耦合 Boost［14］電路拓撲。Super Boost電路拓撲的缺點是系統(tǒng)非線性、傳遞函數(shù)為2階；雙向耦合Boost電路拓撲對控制電路要求較高，需要隔離驅(qū)動。3種拓撲中，非隔離型Weinberg拓撲的額定效率最高。

自提出Weinberg拓撲以來，隔離型Weinberg拓撲和非隔離型 Weinberg 拓撲一直是研究熱點［6，11-14］，兩者各有優(yōu)缺點。近年來隨著空間電源的功率需求迅速增大，無源器件的體積和重量成為制約空間電源發(fā)展的一個重要因素。為了克服現(xiàn)有拓撲的不足，基于已在空間電源系統(tǒng)中應(yīng)用的Weinberg拓撲做進一步改進，本文提出一種空間用非隔離型雙向直流斬波電路拓撲。提出的拓撲具有拓撲結(jié)構(gòu)簡潔、一個拓撲能夠?qū)崿F(xiàn)充電和放電2種功能、能量可以雙向流動等特點。并進行了工作原理和增益分析、仿真研究和實驗驗證。

1 拓撲結(jié)構(gòu)

本文基于常規(guī)Weinberg放電拓撲，對其進行改進，增加降壓電路的開關(guān)管和續(xù)流二極管，使其具備能量雙向流動功能。提出的雙向斬波電路拓撲如圖1所示，其有2種工作模式：Boost工作模式和Buck工作模式。從圖1的拓撲中可以看出，升壓部分為常規(guī)Weinberg 拓撲［6，8-13］，降壓部分為 Buck 電路。兩者結(jié)合能實現(xiàn)能量雙向流動功能，2種功能集合在一種拓撲中，可以實現(xiàn)體積更小、功率密度更高。

圖1 雙向斬波電路拓撲Fig.1 Bidirectional chopper circuit topology

1.1 Boost工作模式

當(dāng)航天器工作在地球遮擋陰影區(qū)時，儲能電池通過直流斬波電路放電，斬波電路工作在Boost升壓模式，實現(xiàn)儲能電池對負載供電。通過開關(guān)VT1和VT2的交替導(dǎo)通關(guān)斷控制實現(xiàn)儲能電池系統(tǒng)向直流母線輸送功率，此時開關(guān)VT3不工作。

1.2 Buck工作模式

當(dāng)航天器工作在陽光區(qū)時，通過提出的直流斬波電路對儲能電池充電，斬波電路工作在Buck降壓模式，實現(xiàn)太陽能電池陣對儲能電池系統(tǒng)充電。通過控制開關(guān)VT3導(dǎo)通和關(guān)斷向儲能電池系統(tǒng)輸送功率，此時開關(guān)VT1和VT2不工作。

2 工作原理

本文提出的雙向直流斬波電路的升壓工作原理過程分析如圖2（a）和2（b）所示。電子開關(guān)VT1和電子開關(guān)VT2在一個開關(guān)周期內(nèi)有2次開通和關(guān)斷過程，相當(dāng)于增加了PWM一倍開關(guān)頻率，在不增加開關(guān)損耗的情況下增加了變換器的帶寬，可以減小磁芯元件和濾波器元件的尺寸。分析升壓工作過程時，首先假定電子開關(guān)VT1導(dǎo)通，儲能電池系統(tǒng)經(jīng)L1、T1和VT1向儲能電感L充電，同時儲能電池系統(tǒng)經(jīng)L1、T2和二極管VD2向負載放電，能量流向如圖2（a）中箭頭所示。然后電子開關(guān)VT1關(guān)斷，VT2等待導(dǎo)通，此時存在2個電子開關(guān)均不導(dǎo)通的死區(qū)時間，儲能電池系統(tǒng)和儲能電感L經(jīng)二極管VD3共同向負載放電，能量流向如圖2（b）中箭頭所示。其次電子開關(guān)VT2導(dǎo)通，左側(cè)儲能電池系統(tǒng)經(jīng)L1、T2和VT2向儲能電感L充電，同時儲能電池系統(tǒng)經(jīng)L1、T1和二極管VD1向右側(cè)負載放電。最后電子開關(guān)VT2關(guān)斷，VT1等待導(dǎo)通，此時存在2個電子開關(guān)均不導(dǎo)通的死區(qū)時間，電源系統(tǒng)和儲能電感L共同向負載放電。下一步電子開關(guān)VT1繼續(xù)導(dǎo)通，循環(huán)升壓放電工作過程。

雙向直流斬波電路的降壓工作過程如圖2（c）和2（d）所示。電子開關(guān)VT3導(dǎo)通時，右側(cè)太陽能電池陣和儲能電感L共同向儲能電池充電，能量流向如圖2（c）中箭頭所示；電子開關(guān)VT3關(guān)斷時，儲能電感L通過二極管VD4續(xù)流繼續(xù)向儲能電池充電，能量流向如圖2（d）中箭頭所示，然后電子開關(guān)VT3導(dǎo)通，循環(huán)以上過程。

圖2 Boost和Buck模式工作過程Fig.2 Work process in Boost and Buck modes

3 計算電壓增益

3.1 升壓電路電壓增益

本文提出的拓撲在升壓過程和降壓過程中電流流經(jīng)不同的回路，使得升降壓過程電壓增益不同，需要分別對其進行計算。首先計算升壓過程電壓增益，定義電容C1電壓為輸入電壓Uin1、電容C2電壓為輸出電壓Uout1、變壓器變比T1:T2為1:n、耦合電感L1和L2線圈匝數(shù)分別為NL1和NL2。VT1導(dǎo)通時，連接點2電位U2和輸出電壓Uout1的關(guān)系為：

計算可得：

電感L1兩端電壓UL1為：

其中，Lon為此時電路主電感，即：

其中，AL為耦合電感感應(yīng)系數(shù)。得到VT1導(dǎo)通狀態(tài)下電感L1的電流變化率為：

定義流入電容C2的電流為輸出電流iout1，電感L1電流iL1和輸出電流iout1之間的關(guān)系為：

得到輸出電流iout1的電流變化率為：

當(dāng)VT1和VT2完全關(guān)斷時，耦合電感L1和L2全部接入主回路中，二極管VD3正向偏置導(dǎo)通，此時關(guān)斷電感Loff為：

由于VD1和VD2電壓反向偏置，所以電流不經(jīng)變壓器原副邊續(xù)流，而是經(jīng)L1、L2和VD3流入輸出電容C2，由于作用在電感 L1和L2兩端的電壓為 Uin1和Uout1之差，得到此時輸出電流iout1的電流變化率為：

為了保證輸出電流連續(xù)，式（7）中電流的上升量等于式（9）中電流的下降量，定義變換器占空比為D1，開關(guān)周期為TS，即開關(guān)周期內(nèi)電流上升時間為D1TS，下降時間為（1-D1）TS，由此通過式（7）和（9）得到：

計算可得：

當(dāng)變壓器變比為1，且耦合電感匝數(shù)相同時，式（11）可以化簡為：

即輸出電壓介于1倍輸入電壓和2倍輸入電壓之間。

3.2 降壓電路電壓增益

定義電容C1電壓為輸出電壓Uout2、電容C2電壓為輸入電壓Uin2、電感L1電流為輸出電流iout2。圖2（c）所示的降壓過程和圖2（b）所示的升壓過程相似，當(dāng)VT3導(dǎo)通時，通過式（9）可以得到此時輸出電流變化率為：

當(dāng)VT3關(guān)斷時，電流經(jīng)VD4進行續(xù)流，輸出電壓Uout2作用在電感L1和L2上，為了保持電感恒定的磁通量，得到此時輸出電流iout2變化率為：

定義VT3導(dǎo)通占空比為D2，為了保證輸出電流連續(xù)，得到：

計算可得：

當(dāng)耦合電感匝數(shù)相同時，降壓電路電壓增益為：

4 控制策略分析

雙向直流斬波電路通常采用電壓外環(huán)電流內(nèi)環(huán)的雙環(huán)控制策略。雙向直流斬波電路的升壓控制過程如下：通過采樣電路采集升壓電路上電流信號作為控制電流內(nèi)環(huán)，采樣電容C2輸出電壓信號作為控制電壓外環(huán)，通過比例積分控制，實現(xiàn)升壓電路穩(wěn)定電壓輸出。

雙向直流斬波電路的降壓控制過程如下：通過采樣電路采集降壓電路上電流信號作為控制電流內(nèi)環(huán)，采樣電容C1輸出電壓信號作為控制電壓外環(huán)，通過比例積分控制，實現(xiàn)降壓電路穩(wěn)定電壓輸出。需要說明的是，雙向直流斬波電路是分時工作的。在陽光區(qū)時，只執(zhí)行充電降壓工作；在陰影區(qū)時，只執(zhí)行放電升壓工作。

5 仿真分析

為驗證所提拓撲的可行性，在Psim仿真軟件上搭建了升壓和降壓仿真模型。仿真系統(tǒng)參數(shù)如下：儲能電感L為0.144 mH，變壓器漏感為0.393 mH，電容 C1為 47 μF，電容 C2為 47 μF，開關(guān)頻率為 50 kHz，直流母線電壓期望值為100 V，儲能側(cè)電壓期望值為58 V。

升壓過程的仿真波形如圖3所示。輸出側(cè)電容起始電壓為0，從仿真波形中可以看出，通過很短時間的升壓控制調(diào)整后，放電系統(tǒng)負載側(cè)電壓穩(wěn)定在100 V運行，實現(xiàn)了儲能系統(tǒng)對負載的放電，表明提出的拓撲及控制方法有效可行。

圖3 升壓過程的仿真波形Fig.3 Simulative waveforms during Boost process

降壓過程的仿真波形如圖4所示。從仿真波形中可以看出，通過很短時間的控制調(diào)整后，儲能側(cè)電壓穩(wěn)定運行，實現(xiàn)了光伏系統(tǒng)對儲能系統(tǒng)的充電，表明提出的拓撲及控制方法有效可行。

圖4 降壓過程的仿真波形Fig.4 Simulative waveforms during Buck process

6 實驗驗證

由于所提拓撲為分時工作，且升壓部分在相關(guān)文獻中已進行實驗驗證，因此筆者在實驗室僅搭建了1 kW降壓模式的實物物理平臺。實驗平臺系統(tǒng)相關(guān)參數(shù)如下：儲能電感L為0.144 mH，變壓器漏感為 0.393 mH，電容 C1為 47 μF，電容 C2為 47μF，開關(guān)管MOSFET型號為IRFP4668，驅(qū)動器型號為IR2110，開關(guān)頻率為 50 kHz，輸入電壓為 100 V，輸出電壓期望值為58V。為便于容量功率的擴充，采用模塊化結(jié)構(gòu)設(shè)計，便于多個模塊并聯(lián)。本文采用的1 kW功率模塊結(jié)構(gòu)主要包括：輸入輸出電容、驅(qū)動電路、MOSFET、變壓器、儲能電感等。

實驗的目的主要是驗證斬波電路的響應(yīng)特性。輸入側(cè)采用充電機電源旋轉(zhuǎn)升壓至拓撲額定輸入電壓100 V，通過測量輸出側(cè)電壓，驗證所提拓撲的動態(tài)特性和穩(wěn)態(tài)特性。得到的實驗波形如圖5和圖6所示。從圖5中可以看出，提出的雙向直流斬波電路輸出等比例地跟蹤輸入電壓波動，響應(yīng)迅速，且跟隨特性較好。從圖6中可以看出，輸入穩(wěn)定在100 V時，輸出穩(wěn)定在58 V，輸出電壓穩(wěn)定且紋波較小，證明提出的拓撲結(jié)構(gòu)及其控制策略正確可行。

圖5 啟動波形Fig.5 Start-up experimental waveform

圖6 穩(wěn)態(tài)波形Fig.6 Steady-state experimental waveform

7 結(jié)論

本文基于非隔離型Weinberg電路提出一種空間用雙向直流斬波電路拓撲，對其升壓和降壓工作模式進行了分析，對升壓和降壓模式增益進行了理論計算，基于計算機仿真軟件搭建了仿真模型，并在實驗室搭建了物理實物模型進行仿真和實驗驗證，仿真和實驗結(jié)果驗證了提出的拓撲正確可行。

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