BSG微混系統(tǒng)電機控制策略的研究

范澤華，姜淑忠

0 引 言

能源短缺和環(huán)境污染問題日益嚴峻,電動車向汽油車的過渡已然成為目前全球的發(fā)展趨勢。但目前純電動車蓄電池技術尚未完全成熟,因此采用由熱動力源以及由電動力源共同驅(qū)動的混合動力汽車(HEV)是比較理想的選擇和發(fā)展方向,其中基于BSG(Belt Driven Starter Generator,皮帶傳動起動-發(fā)電一體機)技術的微混動力系統(tǒng)是混合動力系統(tǒng)中電油混合比例最小的一種,因其具有改裝小,成本低,污染小的優(yōu)點而被廣泛應用[1]。

BSG技術利用皮帶將起動-發(fā)電一體化電機與發(fā)動機連接在一起,取代了傳統(tǒng)汽車系統(tǒng)里的發(fā)電機,實現(xiàn)了發(fā)電和起動電機的一體化?？捎米髌饎?發(fā)電一體機的電機包括異步電機、開關磁阻電機、永磁同步電機和混合勵磁同步電機等,其中開關磁阻電機和異步電機成本低、效率高,但氣隙磁密較低,空間利用率不高;永磁同步電機體積小、效率高但調(diào)磁困難,調(diào)速范圍有限;混合勵磁電機兼有永磁體勵磁和電勵磁2種勵磁方式的優(yōu)點,調(diào)磁方便,同時爪極的結(jié)構(gòu)使得空間利用率得到了提高,克服了上述其他電機的缺點[2],因此可用作BSG微混系統(tǒng)起動-發(fā)電一體機[3]。

本文從BSG微混系統(tǒng)電機起動-發(fā)電運行工況出發(fā):起動的時候需要快速帶動發(fā)動機達到給定轉(zhuǎn)速,根據(jù)轉(zhuǎn)速和負載的變化對起動階段實現(xiàn)分段控制,實現(xiàn)了增磁區(qū)大轉(zhuǎn)矩起動和弱磁區(qū)寬調(diào)速升速[4];發(fā)電則需要利用混合勵磁良好的調(diào)壓調(diào)磁能力實現(xiàn)穩(wěn)壓充電[5]。綜上,本文主要分為以下幾部分:1)介紹電機的結(jié)構(gòu)并給出電機的數(shù)學模型;2)采用基于矢量控制的系統(tǒng)驅(qū)動控制策略,電動狀態(tài)下基于轉(zhuǎn)速-電流雙閉環(huán)結(jié)構(gòu),著重介紹了增磁區(qū)和弱磁區(qū)的電流矢量協(xié)調(diào)控制方案;發(fā)電控制則基于電壓-電流雙閉環(huán)結(jié)構(gòu),利用SVPWM可控整流使得母線電壓可以在寬轉(zhuǎn)速范圍內(nèi)保持恒定。3)搭建了系統(tǒng)運行的仿真模型,驗證了控制策略和方案的正確性。4)搭建實驗平臺對樣機進行測試,進一步驗證控制理論的可行性。

1 混合勵磁爪極同步電機數(shù)學模型

混合勵磁爪極同步電機(以下簡稱HECSM)特點為勵磁磁通由電勵磁繞組和永磁體共同作用而成?；旌蟿畲抛O同步電機轉(zhuǎn)子由一對爪極扣置而成,交錯極化為N極,S極。勵磁繞組和永磁體采取同軸安裝的方式,2種勵磁方式產(chǎn)生的磁通為并聯(lián)結(jié)構(gòu)。永磁體均勻表貼在相鄰的一對爪極的空隙內(nèi),勵磁繞組呈環(huán)形繞爪極連接轉(zhuǎn)軸放置,兩者的磁通共用同一套電樞繞組,磁通既有軸向磁通,也有徑向磁通,最終通過定轉(zhuǎn)子氣隙與電樞繞組交鏈[2]。由于HECSM比傳統(tǒng)的PMSM多出一部分可控的勵磁電流,因此從控制策略和數(shù)學模型上都更加復雜。在d-q旋轉(zhuǎn)坐標系下,HECSM數(shù)學模型如式(1)、式(2)、式(3)所示。

磁鏈方程:

式中:ψd,ψq為定子直軸以及交軸磁鏈;ψf為匝鏈于勵磁繞組的磁鏈;ψm為永磁體磁鏈;Msf為電樞繞組與勵磁繞組間的互感;Ld和Lq為定子直軸和交軸電感;Lf為勵磁繞組自感;id和iq為定子直軸和交軸電流;if為勵磁繞組電流。

定子電壓方程:

式中:ud和uq為定子直軸以及交軸電壓;uf為勵磁繞組兩端電壓;Rs為定子每相繞組電阻;Rf為勵磁繞組電阻;ωe為電角速度。

電磁轉(zhuǎn)矩方程:

式中:p為電機極對數(shù);Tm為負載轉(zhuǎn)矩;J為整體轉(zhuǎn)動慣量;ω為機械角速度。

若將式(1)、式(2)、式(3)中的永磁體磁通ψm定為0,則為電勵磁同步電機的數(shù)學模型,因此混合勵磁和電勵磁可以采取同一套控制策略。

2 BSG系統(tǒng)整體控制策略

BSG電機技術在發(fā)動機前端通過皮帶將12 V的BSG電機與發(fā)動機相連,針對起動發(fā)電一體化的特點,整體控制策略分為電動控制和發(fā)電控制。

圖1為BSG系統(tǒng)整體控制策略框圖?？刂撇呗曰谑噶靠刂圃?主要功能模塊包括HECSM電機本體、坐標變換模塊、PI控制器、SVPWM、勵磁電流驅(qū)動、三相逆變器、單相逆變器、弱磁模塊、電流參考值分配器等模塊。

圖1 BSG系統(tǒng)整體控制策略框圖

2.1 電動控制邏輯

HECSM在電動起動階段,主要需要實現(xiàn)2個功能:1)起動工況起動時,快速將發(fā)動機拖動到點火轉(zhuǎn)速,此時需要較大的起動轉(zhuǎn)矩,需要電勵磁正向增磁來實現(xiàn)低速大轉(zhuǎn)矩起動;2)發(fā)動機點火后,負載轉(zhuǎn)矩減小,電機起到扭矩輔助作用,進一步輔助拖動發(fā)動機達到怠速以上的設定轉(zhuǎn)速。一旦設定轉(zhuǎn)速超過了弱磁基速,則采用分段弱磁控制來拓寬調(diào)速范圍,起動完畢后,HECSM切換為傳統(tǒng)發(fā)電模式,給車載12 V蓄電池充電。

基于矢量控制的方案,電動控制采用如圖2所示的分段控制,整個區(qū)域分為增磁區(qū)和弱磁區(qū)。在增磁區(qū),電機轉(zhuǎn)速低于弱磁基速,采用id=0的控制策略,針對起動大轉(zhuǎn)矩的工況要求,此時負載轉(zhuǎn)矩Tm大于額定轉(zhuǎn)矩Tn,電樞電流輸出達到極限,此時采用正向增加勵磁電流,保證電磁轉(zhuǎn)矩大于負載轉(zhuǎn)矩,最終利用勵磁轉(zhuǎn)矩平衡額外的負載轉(zhuǎn)矩。在弱磁區(qū),電機轉(zhuǎn)速高于弱磁基速nbase,三相逆變器的電壓輸出能力達到極限,電壓電流的極限:

圖2 HECSM電動分段控制策略圖

弱磁區(qū)轉(zhuǎn)速較高,忽略定子電壓方程里的電阻壓降,將式(2)代入式(4)中,可得式(5):

根據(jù)式(5)得到的最大的轉(zhuǎn)速公式,如果要擴速,一種辦法是負向增加勵磁電流,一種是負向增加直軸電流?？紤]到HECSM電勵磁方便調(diào)節(jié),而且負向增加id會增大電樞電流幅值,同時過大的負向id有對永磁體去磁的風險,因此采用首先調(diào)節(jié)勵磁電流到負向額定值,若速度仍未達到給定轉(zhuǎn)速,則繼續(xù)采用負向id弱磁增速[6]。

弱磁增速的過程中,為了保證對母線電壓的充分利用,應該保持電機的反電動勢恒定。由于本文中的電機d軸反電動勢幅值遠小于q軸反電動勢,為簡化算法,采取維持q軸反電動勢恒定的策略來進行勵磁電流的給定和調(diào)節(jié),式(6)和式(7)分別給出了弱磁基速下的q軸反電動勢和實際轉(zhuǎn)速nr下的q軸反電動勢公式[7],其中弱磁基速由式(5)可以算出:

另式(6)和式(7)下的q軸反電動勢相等,令直軸參考值為0,可得勵磁電流的參考值:

針對負向id的弱磁策略,采用電壓外環(huán)弱磁,利用逆變器允許輸出的最大電壓值與反電動勢做差值來進行弱磁時刻的判斷,即式(9):

這種方案實時采樣反電動勢的值,反電動勢的值一旦超過電壓極限,則通過弱磁PI調(diào)節(jié)器負向增加id,從而使電壓維持在電壓極限圓內(nèi),同時對PI調(diào)節(jié)器限幅以防止超過電流極限。這種方案的優(yōu)點在于不需要再計算弱磁基速,提高弱磁時刻的準確性,對逆變器電壓利用率較高,而且不過分依賴于電機的參數(shù)變化,魯棒性好,可靠性高。

2.2 發(fā)電控制邏輯

根據(jù)實際運行工況,電機起動完成后,電機由電動機切換為發(fā)電機模式,發(fā)動機作為原動機拖動電機,電機產(chǎn)生三相交流電壓經(jīng)逆變器對蓄電池充電,同時在剎車制動過程也用作發(fā)電機對能量進行制動回饋[8],發(fā)電過程中可以通過合理調(diào)節(jié)勵磁電流,從而在寬轉(zhuǎn)速范圍內(nèi)使得電壓保持穩(wěn)定。

發(fā)電控制策略參照圖1,發(fā)電控制的拓撲結(jié)構(gòu)與電動控制的結(jié)構(gòu)一致,同樣采用雙閉環(huán)矢量控制結(jié)構(gòu),內(nèi)環(huán)仍采用電流環(huán),外環(huán)由轉(zhuǎn)速環(huán)變?yōu)殡妷涵h(huán),用直流母線電壓與給定的電壓做差值,經(jīng)過電壓PI調(diào)節(jié)器為iq給定值,id,iq經(jīng)過PI調(diào)節(jié)器為ud,uq的給定值,ud,uq經(jīng)Park逆變換得到uα和uβ,最后通過SVPWM進行可控整流,從而得到直流母線電壓。

發(fā)電控制仍然采用id=0的控制策略,這樣iq全部落在q軸負半軸上,和感應電動勢同相位,為單位功率因數(shù)控制,效率較高。發(fā)電過程中同樣要注意式(4)的電壓和電流限制,電壓參考值給定后,母線電壓也隨之確定。隨著給定轉(zhuǎn)速增加,定子電樞電壓隨之上升,當定子電壓的幅值超過SVPWM可控整流所限制的幅值Usmax時,如圖3所示。此時可控整流會出現(xiàn)過調(diào)制,若不采取措施調(diào)磁,電流PI調(diào)節(jié)器的輸出udref和uqref將會持續(xù)積分至飽和,SVPWM輸出脈沖會變?yōu)楹愣ㄕ伎毡?即從可控整流變?yōu)椴豢煽卣?失去了對電壓的調(diào)節(jié)能力。因此為了維持升壓整流,需要適當進行磁場調(diào)節(jié),降低交流側(cè)電壓幅值,從而實現(xiàn)低壓向高壓的整流。

圖3 電壓空間矢量幅值限制

3 仿真結(jié)果與分析

根據(jù)圖1的控制框圖及以上理論分析,在MATLAB/Simulink平臺下搭建BSG微混動力系統(tǒng)策略控制仿真模型,參數(shù)設置如表1所示。

表1 仿真參數(shù)的設置

11勵磁繞組Rf/mΩ 0.11直軸電感Ld/mH 0.01交軸電感Lq/mH 0.01勵磁繞組自感Lf/mH 0.1電樞與勵磁繞組互感Msf/mH 0.1永磁體磁鏈ψm/Wb 0.007極對數(shù)p 6額定勵磁電流If/A 15直流電壓Udc/V 12額定轉(zhuǎn)矩TeN/(N·m) 12.6參數(shù) 數(shù)值電樞繞組電阻Rs/mΩ 0.

3.1 電動仿真結(jié)果及分析

圖4為電動起動全過程仿真結(jié)果。整個仿真過程緊密結(jié)合圖2所示的控制策略,以下根據(jù)時間逐步分析:

圖4 電動起動過程仿真曲線

(1)從0到1 s:由圖4(a)、圖4(b)可知,起動開始負載轉(zhuǎn)矩較大,給定負載轉(zhuǎn)矩14 N·m和點火轉(zhuǎn)速1000 r/min,此時負載轉(zhuǎn)矩超過額定轉(zhuǎn)矩12.6 N·m,起動過程進入圖2增磁區(qū),需要調(diào)節(jié)勵磁電流進行增磁運行,如圖4(c)所示,此時勵磁電流正向增加到14 A,電磁轉(zhuǎn)矩達到15 N·m。

(2)從1 s到3 s:1 s左右電機達到給定轉(zhuǎn)速1000 r/min并且在2 s時速度達到穩(wěn)定,發(fā)動機點火后負載轉(zhuǎn)矩減小為給定的1 N·m,根據(jù)負載轉(zhuǎn)矩判定增磁區(qū)結(jié)束,此時勵磁電流減小到0。在第2 s的時候,由于勵磁電流的突變,引起了電機磁場的突然減小,因此轉(zhuǎn)速出現(xiàn)了突然升高,后由于PI調(diào)節(jié)的作用回到設定轉(zhuǎn)速。

(3)從3 s到5 s:3 s時給定轉(zhuǎn)速2 500 r/min,由于轉(zhuǎn)速PI調(diào)節(jié)器的比例作用使得轉(zhuǎn)矩發(fā)生正向脈動,可以看到退出增磁區(qū)后電磁轉(zhuǎn)矩最大只能達到額定的12.6 N·m,但圖4(a)轉(zhuǎn)速只能上升到約1 600 r/min(弱磁基速),在3.5 s進入弱磁區(qū)(此時出現(xiàn)的小的轉(zhuǎn)矩脈動為理論弱磁基速與實際弱磁基速存在微小誤差造成的)此時首先采取負向增加勵磁電流進行弱磁,勵磁電流根據(jù)式(8)的給定負向增加到額定值15A,轉(zhuǎn)速在5s增速到2 000 r/min。

(4)由于此時轉(zhuǎn)速仍未達到給定轉(zhuǎn)速,則繼續(xù)采用負向增加直軸電流進行弱磁。如圖4(d)所示,5 s之前直軸電流跟隨給定的零值,5 s開始采用負向id弱磁,id持續(xù)負向增加,轉(zhuǎn)速持續(xù)上升,直到轉(zhuǎn)速達到給定轉(zhuǎn)速。

仿真結(jié)果驗證了起動控制策略的正確性,實現(xiàn)了低速大轉(zhuǎn)矩和擴大了電機的調(diào)速范圍。

3.2 發(fā)電仿真結(jié)果及分析

圖5為發(fā)電全過程仿真結(jié)果。起動結(jié)束后即進入發(fā)電狀態(tài),用作發(fā)電機給車載蓄電池充電。考慮到切換為發(fā)電過程的瞬間母線電壓會有提高,發(fā)電過程將直流側(cè)的12 V的直流電源換為起始電壓為13 V的800 μF的電容來模擬12 V蓄電池,系統(tǒng)輸入量由電動狀態(tài)的轉(zhuǎn)矩輸入變?yōu)樗俣容斎?速度輸入模擬原動機拖動。直軸電流給定為0,負載給定空載。

圖5 原動機拖動發(fā)電過程仿真曲線

由圖5(b)所示,發(fā)電狀態(tài)轉(zhuǎn)速范圍由2 000 r/min勻速上升到3 500 r/min,如圖5(a)所示,給定母線電壓12 V,整個升速過程給定勵磁電流為0,到0.85 s時,電流PI調(diào)節(jié)器的輸出均達到飽和,SVPWM的輸出達到極限,無法通過可控升壓整流將電壓穩(wěn)定在12 V,此時由可控整流變?yōu)椴豢煽卣?電壓隨著轉(zhuǎn)速的上升線性增長。若0.85 s給定勵磁電流為反向10 A,勵磁磁鏈減小,從而使電機在給定輸入轉(zhuǎn)速下的反電動勢減小,SVPWM的輸出仍可以通過可控升壓整流控制母線電壓穩(wěn)定,從曲線可以看出整個過程中直流母線電壓在可控整流下保持12 V不變,實現(xiàn)了寬轉(zhuǎn)速范圍內(nèi)電壓保持恒定的要求,滿足為12 V蓄電池充電的要求。綜上,相比于傳統(tǒng)的永磁電機,混合勵磁電機擁有更大的調(diào)磁范圍,實現(xiàn)了更大轉(zhuǎn)速范圍內(nèi)的調(diào)磁調(diào)壓要求。

4 樣機實驗

為了進一步驗證控制策略的正確性,搭建了樣機測試平臺,如圖6(a)所示。由于電機為待測試樣機,尚未加入永磁體,因此電機為額定電壓12 V的電勵磁同步爪極電機;旋轉(zhuǎn)變壓器型號為TS2223N12E102;由于相電流較大,三相逆變器采用6組3個 MOS管并聯(lián)的結(jié)構(gòu);DSP控制板采用TMS320F2808PZA作為控制主芯片,算法采用id=0的矢量控制策略;母線電壓、電流、電機實時轉(zhuǎn)矩以及轉(zhuǎn)速直接由圖6(b)的數(shù)字面板讀出,相電流采用鉗形電流表數(shù)字測量,圖中顯示為給定轉(zhuǎn)速1 000 r/min,負載給定2 N·m的時刻。

圖6 樣機試驗臺

圖7 為電機用作發(fā)電機做不可控整流時的電壓輸出。從曲線中可以看出電機動態(tài)性能良好,調(diào)磁方便且調(diào)壓范圍較大,適用于車載發(fā)電機充電電壓要求。圖8為不同勵磁電流下,給定一定負載轉(zhuǎn)矩電機所能達到的最大的轉(zhuǎn)速。從曲線中可以看出,擬合的曲線接近線性,勵磁電流越小,相同負載下能夠達到的最大轉(zhuǎn)速越大,調(diào)速范圍越寬,充分驗證了弱磁增速理論的正確性;從曲線中還可以看出,勵磁電流越大,曲線斜率的絕對值越小,即帶載能力越強,這一方面驗證了低速需要增磁來增大轉(zhuǎn)矩起動的理論,從而從增磁區(qū)和弱磁區(qū)2方面驗證了理論的合理性與正確性。

圖7 給定轉(zhuǎn)速下不同勵磁電流的發(fā)電輸出電壓

圖8 不同勵磁電流和給定負載下的最大轉(zhuǎn)速

5 結(jié) 語

本文從BSG微混動力系統(tǒng)背景為出發(fā)點,介紹了混合勵磁爪極同步電機的結(jié)構(gòu)和數(shù)學模型。根據(jù)數(shù)學模型和具體工況制定了BSG系統(tǒng)整體控制策略,分為電動控制和發(fā)電控制。其中著重介紹了電動控制,具體按照轉(zhuǎn)矩和轉(zhuǎn)速范圍將區(qū)域分為增磁區(qū)和弱磁區(qū),電動控制需要做到增磁區(qū)低速大轉(zhuǎn)矩,弱磁區(qū)寬調(diào)速;發(fā)電控制需要有較強的調(diào)磁和調(diào)壓能力,寬調(diào)速范圍內(nèi)母線電壓穩(wěn)定。最終從仿真和實驗兩方面驗證了理論的正確性和可行性。

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