高效率永磁同步電機(jī)及其在車載空調(diào)中的應(yīng)用研究

謝榮義

（江蘇科技大學(xué) 電子信息學(xué)院，江蘇 鎮(zhèn)江212003）

高效率永磁同步電機(jī)及其在車載空調(diào)中的應(yīng)用研究

謝榮義

（江蘇科技大學(xué) 電子信息學(xué)院，江蘇 鎮(zhèn)江212003）

電動(dòng)汽車用永磁同步電機(jī)能量來(lái)源為蓄電池，對(duì)效率要求較高。永磁同步電機(jī)因制造技術(shù)與實(shí)際工作環(huán)境因素等，其反電動(dòng)勢(shì)很難保證理想的正弦波形。本文針對(duì)永磁同步電機(jī)高效率的特點(diǎn)作進(jìn)一步分析研究，在永磁同步電機(jī)成熟控制技術(shù)矢量控制與電流跟蹤控制技術(shù)前提下引入針對(duì)非正弦反電動(dòng)勢(shì)的電流諧波注入法，通過諧波注入的方法來(lái)改變永磁同步電機(jī)的驅(qū)動(dòng)電流來(lái)適應(yīng)非正弦反電動(dòng)勢(shì)，減小轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)，從而減少不必要的能量損耗，提高永磁同步電機(jī)的效率。

永磁同步電機(jī)；矢量控制；諧波注入；高效率；轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)

永磁同步電機(jī)比同功率的其他交流電機(jī)體積小且重量輕，加之其結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單可以靈活進(jìn)行控制，效率較高，比較適合應(yīng)用在電動(dòng)汽車驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)中，很多汽車廠商、高校、研究所等都在對(duì)電動(dòng)汽車用永磁同步電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)進(jìn)行研究開發(fā)[1]。通常我們采用的矢量控制或直接轉(zhuǎn)矩控制電機(jī)調(diào)速系統(tǒng)的性能能夠滿足基本需求，但這些控制系統(tǒng)的效率仍有提升空間，在電動(dòng)汽車中，是用有限能量的電池進(jìn)行供電的，所以其電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)的效率就變得非常重要，因而提高電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)效率對(duì)電動(dòng)汽車的發(fā)展具有重要的現(xiàn)實(shí)意義[2]。由于制作工藝與實(shí)際應(yīng)用環(huán)境的約束，使得永磁同步電機(jī)[3]的反電動(dòng)勢(shì)呈現(xiàn)非正弦波形，這就造成了在輸入正弦波形三相驅(qū)動(dòng)電壓的情況下會(huì)產(chǎn)生相應(yīng)的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)[4]，使得輸入能量以噪聲、轉(zhuǎn)速波動(dòng)等形式散失。針對(duì)轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)的能量散失，從反電動(dòng)勢(shì)入手，在矢量控制與電流跟隨控制技術(shù)的基礎(chǔ)上采用諧波注入的方式改變PMSM的三相驅(qū)動(dòng)電流以適應(yīng)非正弦反電動(dòng)勢(shì)[5]，減小轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)[6]引起的噪聲與能量損失，提高效率，達(dá)到節(jié)能的目的[7]。

1 電動(dòng)汽車空調(diào)系統(tǒng)

如圖1所示，電動(dòng)汽車空調(diào)壓縮機(jī)系統(tǒng)主要由壓縮機(jī)、蒸發(fā)器、膨脹閥、冷凝器4個(gè)重要部分組成，它們構(gòu)成一個(gè)循環(huán)回路[8]。壓縮機(jī)由直流動(dòng)力電源供電，控制面板由單獨(dú)的12 V直流電源供電。電動(dòng)汽車空調(diào)相比于傳統(tǒng)空調(diào)系統(tǒng)具有諸多優(yōu)點(diǎn)。純電動(dòng)壓縮機(jī)空調(diào)系統(tǒng)可以采用全封閉的HFC134a（目前主要汽車空調(diào)用制冷劑）系統(tǒng)及制冷劑回收技術(shù)，整體的高度密封性可以減小正常運(yùn)行以及修理維護(hù)時(shí)制冷劑的泄漏損失，從而減少了對(duì)環(huán)境的污染。壓縮機(jī)采用電機(jī)、變頻驅(qū)動(dòng)器與壓縮機(jī)一體式結(jié)構(gòu)，采用自身冷卻的方式進(jìn)行散熱，不需要外部散熱設(shè)備，省去散熱能耗。以上諸多優(yōu)點(diǎn)使得永磁同步電機(jī)壓縮機(jī)控制簡(jiǎn)單、體積縮小、效率提高[9]。

圖1 電動(dòng)汽車車載空調(diào)系統(tǒng)框圖

2 PMSM矢量控制

2.1 坐標(biāo)變換

由于電機(jī)定轉(zhuǎn)子之間存在相對(duì)運(yùn)動(dòng)，定轉(zhuǎn)子之間的位置關(guān)系是隨時(shí)間變化的，因此，定轉(zhuǎn)子各參量的電磁耦合關(guān)系十分復(fù)雜，為了簡(jiǎn)化分析，建立可行的數(shù)學(xué)模型[10]，作如下假設(shè)：

1）忽略磁路飽和、磁滯和渦流影響。

2）PMSM的定子繞組三相對(duì)稱，空間上互差120°。

3）轉(zhuǎn)子上沒有阻尼繞組，永磁體沒有阻尼作用。

4）PMSM定子電勢(shì)按照正弦規(guī)律變化，忽略磁場(chǎng)場(chǎng)路中的高次諧波磁勢(shì)。

圖2 永磁同步電機(jī)三相模型

如圖2，設(shè)磁動(dòng)勢(shì)波形時(shí)按正弦分布的，當(dāng)三相總磁動(dòng)勢(shì)與兩相總磁動(dòng)勢(shì)相等時(shí)，三相繞組磁動(dòng)勢(shì)在α、β軸上的投影應(yīng)與兩相繞組磁動(dòng)勢(shì)在α、β軸上的投影相等，并且各相磁動(dòng)勢(shì)和有效匝數(shù)與電流乘積成正比[11]，所以可得：

其中，N1、N2分別表示三相電動(dòng)機(jī)和兩相電動(dòng)機(jī)定子每相繞組的有效匝數(shù).由上式可得：

由上圖可知，dq軸與空間電流矢量Is都以同步電角頻率ωs旋轉(zhuǎn)，dq分量Isd、Isq的大小不變，可看做dq軸繞組恒定的直流磁動(dòng)勢(shì)。由于αβ軸是相對(duì)靜止的，而dq軸是旋轉(zhuǎn)的，所以α軸與d軸的夾角φ會(huì)隨時(shí)間及d軸的旋轉(zhuǎn)而不斷變化，因此空間電流矢量Is在α、β軸上的分量Isα、Isβ的大小也會(huì)隨時(shí)間而變化，相當(dāng)于αβ軸繞組的交流磁動(dòng)勢(shì)的瞬時(shí)值。由圖可知，Isα、Isβ和Isd、Isq存在如式（4）所示的關(guān)系：

寫成矩陣形式如下：

式（5）為兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系變換到兩相靜止坐標(biāo)系的變換矩陣。

兩邊均左乘變換矩陣的逆矩陣，可得到兩相靜止坐標(biāo)系到兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的變換，即Park變換為：

2.2 電流跟蹤PWM（CFPWM）控制技術(shù)

在矢量控制原有的主回路基礎(chǔ)上，采用電流閉環(huán)控制，使實(shí)際電流快速跟定給定值，在應(yīng)用器件開關(guān)頻率允許的前提下，盡量選擇小的滯環(huán)寬度，以實(shí)現(xiàn)精度高、響應(yīng)快的控制效果。如圖3所示為電流跟蹤PWM（Current Follow PWM，CFPWM）控制技術(shù)。其中，i*A為給定電流，iA為反饋采樣電流，±Ud/2為給定電壓值，VT1、VT4為IGBT，VD1、VD2為續(xù)流二極管，HBC為滯環(huán)控制器，其環(huán)寬為2h。以給定電流為正弦波為例，當(dāng)iA＜i*A，且ΔiA=i*A-iA≥h，滯環(huán)控制器輸出正電平，VT1導(dǎo)通，此時(shí)輸出電壓為正，iA持續(xù)增大。直至iA=i*A+h，ΔiA=-h滯環(huán)翻轉(zhuǎn)，HBC輸出低電平，VT1管關(guān)斷，并經(jīng)延時(shí)后啟動(dòng)VT4。但由于負(fù)載為感性負(fù)載，電流iA不會(huì)突變，二極管VD4續(xù)流，使VT4反向鉗制而不能導(dǎo)通，輸出電壓為負(fù)，iA持續(xù)減小。當(dāng)ΔiA=i*A-iA≥h后，滯環(huán)控制器輸出又變?yōu)檎娖?，VT1管再次導(dǎo)通，如此VT1與VD4交替導(dǎo)通工作，使輸出電流iA快速跟隨給定值i*A，兩者的偏差始終保持在±h范圍內(nèi)。負(fù)半波的工作原理與正半波相同，只是VT4與VD1交替工作[12]。給定電流i*A的波形與輸出電流iA的波形如圖4所示。

圖3 電流跟蹤PWM控制技術(shù)原理圖

圖4 給定電流 i*A波形及輸出電流 iA波形

3 諧波電流注入

永磁同步電機(jī)的性能取決于定子繞組中的感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)，而感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)的幅值與波形主要是由氣隙中的磁密決定的。在理想情況下，假設(shè)永磁體之間緊密排列（即極弧系數(shù)為1的情況），可以滿足空氣氣隙的磁密呈正弦狀分布。但是大多的永磁體形狀都比較復(fù)雜，加工比較困難，加之國(guó)內(nèi)生產(chǎn)廠家對(duì)價(jià)格比較敏感，加工成本達(dá)不到要求，致使永磁同步電機(jī)實(shí)際情況下很難保證完美的正弦波形反電動(dòng)勢(shì)。

對(duì)于PMSM有如下公式：

式中Te為電磁轉(zhuǎn)矩，ω為轉(zhuǎn)速，ia、ib、ic為三相電流，ea、eb、ec為三相反電動(dòng)勢(shì)。

由式（1），假設(shè)電機(jī)穩(wěn)定工作在恒定轉(zhuǎn)速（ω不變）與恒定負(fù)載（ia、ib、ic不變）的情況下，如果反電動(dòng)勢(shì)ea、eb、ec非正弦存在波動(dòng)，則會(huì)使得Te產(chǎn)生相應(yīng)的波動(dòng)，并產(chǎn)生噪聲，損失能量。

由交流電機(jī)旋轉(zhuǎn)磁場(chǎng)理論[13]，三相永磁同步電機(jī)的基波磁鏈與轉(zhuǎn)子做同步旋轉(zhuǎn)，5次諧波磁鏈與基波旋轉(zhuǎn)方向相反，旋轉(zhuǎn)速度為-5ω；7次磁鏈的旋轉(zhuǎn)方向與基波方向相同，速度為7ω；5次和7次諧波磁鏈產(chǎn)生的反電勢(shì)諧波都會(huì)導(dǎo)致永磁同步電機(jī)電磁轉(zhuǎn)矩產(chǎn)生6次脈動(dòng)。經(jīng)分析可得諧波幅值較大的主要成分為5次諧波與7次諧波，其余階次諧波[14]影響可近似忽略。文中將針對(duì)影響較大的5次、7次諧波進(jìn)行分析、處理。

以相電流Ia為例，其五次諧波模型如下：

由clark變換可得

由park變換可得

其七次諧波模型如下：

由clark變換可得

由park變換可得

綜上：

由以上推導(dǎo)可知，為了抑制因反電動(dòng)勢(shì)而產(chǎn)生的五次、七次諧波，只需對(duì)永磁同步電機(jī)的三相驅(qū)動(dòng)電流進(jìn)行相應(yīng)的諧波注入即可。諧波注入算法原理框圖如圖5所示。

4 實(shí)驗(yàn)研究

針對(duì)上述方法，采用以STM32F103C6T6為控制核心的驅(qū)動(dòng)器來(lái)驅(qū)動(dòng)永磁同步電機(jī)系統(tǒng)[15]，整個(gè)實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)由直流穩(wěn)壓電源、驅(qū)動(dòng)器、永磁同步電機(jī)及磁滯測(cè)功機(jī)組成。實(shí)驗(yàn)電機(jī)為永磁同步電機(jī)，電機(jī)參數(shù)為：額定功率P=1 kW；電子電阻Rs=0.65 Ω；d軸電感Ld=4.3 mH；q軸電感Lq=2.7 mH；永磁體磁鏈ψf= 0.036 Wb；極對(duì)數(shù)為3；直流母線電壓UDC=312 V，磁滯測(cè)功機(jī)轉(zhuǎn)矩設(shè)置為 0.8 NM。功率器件采用Infineon公司的三相IGBT逆變橋。實(shí)驗(yàn)結(jié)果如下：

圖5 諧波注入算法原理框圖

圖6 加入諧波電流前相電流波形

圖7 加入諧波電流后相電流波形

圖6中顯示在加入諧波電流之前三相電流轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)較大，在加入諧波電流之后，如圖7所示，電流波形得到明顯改善。圖8為電流跟蹤PWM技術(shù)條件下三相電流波形，圖中可以清晰的看出電流的微小振蕩并以給定電流軌跡跟蹤運(yùn)行。

圖8 電流跟蹤PWM技術(shù)電流波形

圖9 采用控制算法前后PMSM效率對(duì)比

表1 采用諧波注入算法前壓縮機(jī)性能參數(shù)

表2 采用諧波注入算法后壓縮機(jī)性能參數(shù)

圖9為用磁滯測(cè)功機(jī)測(cè)試的負(fù)載轉(zhuǎn)矩為0.8NM、電機(jī)轉(zhuǎn)速為4 500 rpm的采用控制算法注入算法前后的效率對(duì)比曲線。圖中可以看出在30~55 s之間電機(jī)穩(wěn)定運(yùn)轉(zhuǎn)在4 500 rpm，此時(shí)效率相差大概3個(gè)百分點(diǎn)。采用上述控制算法后永磁同步電機(jī)的效率得到提升。

壓縮機(jī)性能測(cè)試臺(tái)能夠模擬真實(shí)情況下壓縮機(jī)的工作狀態(tài)，采用性能測(cè)試臺(tái)對(duì)壓縮機(jī)整體性能進(jìn)行測(cè)試，實(shí)驗(yàn)結(jié)果如下：

采用上述控制算法前測(cè)試穩(wěn)定工作狀態(tài)下壓縮機(jī)制冷量與壓縮機(jī)輸入功率如表1所示。

未采用上述控制算法時(shí)，能效比=制冷量/輸入功率=2.526/1.619=1.560 22；采用上述控制算法后測(cè)試穩(wěn)定工作狀態(tài)下壓縮機(jī)制冷量與壓縮機(jī)輸入功率如表2所示。

采用上述控制算法后，則能效比=制冷量/輸入功率=2.506/1.555=1.611 57；（1.611 57-1.560 22）/ 1.560 22×100%≈3%；忽略系統(tǒng)誤差、儀器設(shè)備誤差等影響，其測(cè)試結(jié)果與電機(jī)測(cè)試結(jié)果相吻合。

5 結(jié) 論

文中運(yùn)用電流滯環(huán)跟蹤控制技術(shù)與諧波注入的方法對(duì)永磁同步電機(jī)非正弦反電動(dòng)勢(shì)導(dǎo)致的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)進(jìn)行補(bǔ)償，改善永磁同步電機(jī)效率，提高壓縮機(jī)整體能效比。

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High efficiency permanent magnet synchronous motor and its application in automotive air conditioning

XIE Rong-yi
（Electronic Information Institute，Jiangsu University of Science and Technology，Zhenjiang 212003，China）

The energy source of the permanent magnet synchronous motor for electric is the storage battery，which requires high efficiency.Due to manufacturing technology and the actual working environment，it is difficult to guarantee the ideal sine wave of PMSM back electromotive force.Further analysis will be made with high efficiency of permanent magnet synchronous motor.A method of harmonic current injection for non sinusoidal back EMF is introduced，which based on the permanent magnet synchronous motor mature control technology of vector control and current follow control technology.Using the method of harmonic injection to change the driving current of permanent magnet synchronous motor to adapt to the non sinusoidal back EMF，reduced torque ripple，so as to reduce unnecessary energy loss and improve the efficiency of permanent magnet synchronous motor.

PMSM；vector control；harmonic injection；high efficiency；torque ripple

TN801

：A

：1674－6236（2017）01-0123-05

2016-01-08稿件編號(hào)：201601146

謝榮義（1990—），男，江蘇徐州人，碩士。研究方向：電機(jī)控制。