電動汽車用雙向DC-DC變換器最優(yōu)效率控制研究*

孫運全,劉恩杰,羅青松

(江蘇大學(xué)電氣信息工程學(xué)院,江蘇 鎮(zhèn)江 212013)

電動汽車用雙向DC-DC變換器最優(yōu)效率控制研究*

孫運全*,劉恩杰,羅青松

(江蘇大學(xué)電氣信息工程學(xué)院,江蘇 鎮(zhèn)江 212013)

針對電動汽車復(fù)合能源系統(tǒng)中隔離雙向DC-DC變換器采用傳統(tǒng)單移相控制峰值電流和功率損耗過大的缺陷,提出一種基于雙重移相控制的最優(yōu)效率控制策略。首先分析了雙重移相控制工作原理,建立了隔離雙向DC-DC變換器功率損耗模型,然后分析推導(dǎo)了隔離雙向DC-DC變換器功率損耗最小的條件及最優(yōu)效率控制的實現(xiàn)方案,使雙向DC-DC變換器工作在功率損耗最小狀態(tài),從而使系統(tǒng)效率實現(xiàn)最大化。最后通過實驗驗證了最優(yōu)效率控制的正確性和優(yōu)越性。

電動汽車;雙向變換器;雙重移相控制;功率損耗;最優(yōu)效率控制

隨著能源短缺和全球變暖等問題日益嚴峻,低污染的電動汽車已成為近年來發(fā)展迅速的一種新型汽車[1]。目前,動力電池的性能是電動汽車發(fā)展的主要技術(shù)難題,雙向DC-DC變換器能使電動汽車復(fù)合能源系統(tǒng)中電池與超級電容配合工作,根據(jù)電動汽車不同運行狀況實時調(diào)節(jié)變換器直流母線電壓,并在電動汽車突然制動時將制動能量回饋到復(fù)合能源系統(tǒng)中,有利于電源整體效率的提高[2-3]。

目前,電動汽車復(fù)合能源系統(tǒng)中一般采用移相控制的隔離雙向DC-DC IBDC(Isolated Bidirectional DC-DC)變換器[4]。但是在傳統(tǒng)單移相控制SPS(Single-Pphase-Shift)隔離雙向DC-DC變換器中存在峰值電流和回流功率大的缺陷,增加了變換器的功率損耗,降低了能量雙向傳輸?shù)男蔥5]。針對峰值電流和回流功率大的問題,本文運用基于隔離雙向DC-DC變換器的雙重移相控制方法DPS(Dual-Pphase-Shift);為了最小化功率損耗和提高效率,建立了隔離雙向DC-DC變換器的功率損耗模型,分析了雙重移相控制隔離雙向DC-DC變換器的效率特點,提出了基于雙重移相控制隔離雙向DC-DC變換器的最優(yōu)效率控制方法。

1 雙重移相控制工作原理

1.1 雙重移相控制原理

典型的IBDC變換器電路由兩個對稱的H橋和高頻變壓器組成,如圖1所示[6]。

DPS控制相比于傳統(tǒng)SPS控制,就是在SPS控制基礎(chǔ)上增加了內(nèi)移相角。假設(shè)D1為變壓器兩側(cè)H橋橋內(nèi)對角開關(guān)管驅(qū)動信號的移相比,稱為內(nèi)移相比;D2為變壓器兩側(cè)H橋?qū)?yīng)開關(guān)管驅(qū)動信號的移相比,稱為外移相比。當(dāng)內(nèi)移相比D1=0時,DPS控制變?yōu)閭鹘y(tǒng)SPS控制。

圖1 IBDC變換器拓撲

圖3 DPS下變換器的工作模式

1.2 變換器工作模式分析

當(dāng)0≤D1≤D2≤1時,由于控制的對稱性,以圖2中t0-t4時間段系統(tǒng)波形為研究對象,可將變換器工作模式分為5種狀態(tài),如圖2所示[7]。

(1)狀態(tài)1:t0-t1階段

工作狀態(tài)如圖3(a)所示。在t0時刻前,V1側(cè)開關(guān)管S2、S3導(dǎo)通,電感電流為負,V2側(cè)開關(guān)管M2、M3導(dǎo)通;在t0時刻,開關(guān)管S3關(guān)斷、S4導(dǎo)通,由于電感電流仍為負,所以電流經(jīng)過S2、D4續(xù)流,并且S4實現(xiàn)了ZVS導(dǎo)通;V2側(cè)開關(guān)管M2、M3依然導(dǎo)通。電感L兩端電壓為nV2,iL線性減小,因此電感電流可以表示為:

(1)

圖2 雙重移相控制系統(tǒng)波形

(2)狀態(tài)2:t1-t2階段

工作狀態(tài)如圖3(b)所示。在t1時刻,V1側(cè)開關(guān)管S2關(guān)斷、S1導(dǎo)通,由于電感電流為負,電流經(jīng)D1、D4續(xù)流,S1實現(xiàn)了ZVS導(dǎo)通;V2側(cè)開關(guān)管M2、M3導(dǎo)通。電感L兩端電壓為V1+nV2,iL線性減小,因此電感電流可以表示為:

(2)

工作狀態(tài)如圖3(c)所示。在t2時刻,V1側(cè)開關(guān)管D1、D4導(dǎo)通;由于電感電流iL仍然為負,V2側(cè)開關(guān)管Q3實現(xiàn)ZCS關(guān)斷、Q4導(dǎo)通,電流經(jīng)M2、Q4續(xù)流。電感L兩端電壓為V1,iL線性減小,因此電感電流可以表示為:

(3)

(5)狀態(tài)5:t3-t4階段

工作狀態(tài)如圖3(e)所示。在t3時刻,V1側(cè)開關(guān)管S1、S4導(dǎo)通;V2側(cè)開關(guān)管Q2關(guān)斷、Q1導(dǎo)通,由于電感電流iL為正,Q1實現(xiàn)了ZVS導(dǎo)通,電流經(jīng)M1、M4續(xù)流。電感L兩端電壓為V1-nV2,iL線性增加,因此電感電流可以表示為:

(4)

2 IBDC變換器功率損耗模型

2.1 雙重移相控制IBDC變換器數(shù)學(xué)模型

當(dāng)0≤D1≤D2≤1時,令t0=0,則各時刻可以表示為t1=D1Ths,t2=D2Ths,t3=(D1+D2)Ths,t4=Ths,t5=(1+D1)Ths,t6=(1+D2)Ths,t7=(1+D1+D2)Ths。設(shè)電壓調(diào)節(jié)比k=V1/(nV2)≥1,開關(guān)頻率fs=1/(2Ths),由對稱性iL(t4)=-iL(t0),根據(jù)式(1)～式(4)可得[8]:

(5)

(6)

(7)

(8)

根據(jù)電感電流值可得電流的方均根值為:

(9)

DPS控制下變換器的傳輸功率P為:

(10)

2.2IBDC變換器功率損耗模型

(1)開關(guān)損耗

|iL(t5)|)+n(V2+VF)(|iL(t3)|+|iL(t7)|)]

(11)

(12)

式中:toff和ton分別為開關(guān)管關(guān)斷時間和開通時間。

IGBT和二極管的總開關(guān)損耗為:

PSW=PSWOFF+PSWON

(13)

(2)導(dǎo)通損耗

假設(shè)IGBT的通態(tài)壓降VCE(sat)和二極管的正向壓降VF都是常數(shù),根據(jù)式(1)～式(4)和各階段開關(guān)管導(dǎo)通狀態(tài)可得IGBT和二極管的導(dǎo)通損耗分別為[10]:

(14)

(15)

IGBT和二極管的總導(dǎo)通損耗為:
PCON=PCONS+PCOND

(16)

(3)變壓器和輔助電感損耗

變壓器和輔助電感中的損耗主要包括銅耗和鐵耗[11]。由變換器工作原理分析可得,變壓器和輔助電感在整個開關(guān)周期中都有電流iL流過。假設(shè)變壓器和輔助電感中的繞線電阻都為常數(shù),則變壓器和輔助電感的銅耗和電流iL的方均根值有關(guān):

(17)

式中:Rtr和Rau為變壓器和輔助電感的繞線電阻。

變壓器和輔助電感的鐵耗為:

(18)

式中:m為鐵耗系數(shù),μ0為真空磁導(dǎo)率,g為氣隙,N為線圈的匝數(shù),Ve為有效體積,這些數(shù)據(jù)可以從變壓器和輔助電感鐵耗參數(shù)表中查到[12]。因此變壓器和輔助電感損耗為:

(19)

根據(jù)式(5)～式(9)和式(11)～式(19)可得IBDC變換器開關(guān)管開關(guān)損耗、導(dǎo)通損耗、變壓器和輔助電感損耗為:

(20)

綜上所述,DPS控制IBDC變換器在一個開關(guān)周期中的總損耗為:

Ploss=PSW+PCON+PTA

(21)

因此SPS控制和DPS控制下總損耗Ploss與內(nèi)、外移相比D1和D2有關(guān),其三維圖如圖4所示。由圖4可以看出,當(dāng)D1=0時,兩種控制方式下變換器總損耗相等,除此以外,DPS控制下變換器總損耗總小于SPS控制下變換器總損耗。

圖4 SPS和DPS控制下變換器總損耗三維圖

3 最優(yōu)效率控制原理

3.1 最優(yōu)效率控制數(shù)學(xué)模型

IBDC變換器效率為:

(22)

由式(22)可知,在給定傳輸功率P下,當(dāng)功率損耗達到最小值時,效率達到最大值。因此可以通過求功率損耗的最小值來獲得最大效率。

構(gòu)造輔助函數(shù):

L(D1,D2,λ)=Ploss(D1,D2)+λ[P(D1,D2)-P0]

(23)

當(dāng)功率損耗達到最小時,可得:

(24)

將式(10)和式(20)代入式(24),并把各參數(shù)值代入上述等式,通過使用MATLAB解上述非線性方程組的根,可以得到功率損耗最小時(D1,D2)最佳組合,此時IBDC變換器的效率達到最大。

3.2 最優(yōu)效率控制策略

圖5 IBDC變換器控制框圖

圖5給出了IBDC變換器采用的閉環(huán)控制框圖,主要是由輸入電壓V1、輸出電壓V2和輸出電流I2確定變換器輸出功率P0和電壓調(diào)節(jié)比k,按功率損耗最小計算并設(shè)定內(nèi)移相比D1。在上述D1下,通過閉環(huán)調(diào)節(jié)D2使變換器工作在最小電流狀態(tài),從而使變換器效率達到最優(yōu)。

4 實驗結(jié)果及分析

為了對本文所提出的最優(yōu)效率控制策略進行實驗驗證,以DSP芯片TMS320F28335為控制核心搭建了實驗樣機,樣機主要參數(shù)如下:輸入電壓V1=20V,輸出電壓V2=80V,負載R=100Ω,直流電容C1=C2=2 200μF,開關(guān)頻率fs=20kHz,變壓器漏感L=7.7μH,變壓器匝數(shù)比n=0.3?？梢缘玫絊PS和DPS控制下IBDC變換器vh1、vh2和iL實驗波形如圖6所示,其中圖6(a)為傳統(tǒng)SPS控制、圖6(b)為DPS非最優(yōu)效率控制(D1=0.38)、圖6(c)為DPS最優(yōu)效率控制(D1=0.12)。可以看出,各種控制方式下電流應(yīng)力是不同的,而且DPS最優(yōu)效率控制的電流應(yīng)力最小,可以減小變換器的功率損耗,提高變換器的效率。

圖6 3種控制方式下vh1、vh2和iL實驗波形

圖7給出了傳統(tǒng)SPS和DPS控制下系統(tǒng)效率隨輸入電壓變化的曲線?？梢钥闯?與傳統(tǒng)單移相控制相比,采用雙重移相控制策略,可以提高變換器的整體效率。特別是在輸入電壓較大的情況下,采用基于雙重移相最優(yōu)效率控制方式比傳統(tǒng)單移相控制方式變換器的效率明顯提高。

圖7 3種控制方式下變換器效率對比圖

5 結(jié)論

本文針對適用于電動汽車復(fù)合能源系統(tǒng)的雙重移相控制隔離雙向DC-DC變換器,分析了IBDC變換器功率損耗,建立了最優(yōu)效率控制數(shù)學(xué)模型,在此基礎(chǔ)上提出了基于雙重移相控制隔離雙向DC-DC變換器的最優(yōu)效率控制方法。理論與實驗結(jié)果分析表明,與傳統(tǒng)單移相控制相比,所提出的控制方法可以有效地減小變換器的電流應(yīng)力,使變換器功率損耗達到最小、從而使系統(tǒng)效率達到最優(yōu)。所以在電動汽車上采用此種控制方法的雙向DC-DC變換器可以減少能源在雙向傳輸過程中的損耗,提高能源的利用率,增加電動汽車的續(xù)航里程。

[1] 孫運全,項偉,趙李鳳,等. 電動汽車復(fù)合能源系統(tǒng)的高效率雙向DC-DC變換器的研究[J]. 汽車工程,2015,37(1):21-25.

[2] 王聰,沙廣林,王俊,等. 基于雙重移相控制的雙有源橋DC-DC變換器的軟開關(guān)[J]. 電工技術(shù)學(xué)報,2015,30(12):106-113.

[3] 晏坤,王輝. 微電網(wǎng)儲能系統(tǒng)中基于PWM加雙重移相控制的雙向DC/DC變換器研究[J]. 電力自動化設(shè)備,2015,35(4):44-50.

[4] 袁精. 隔離雙向DC=DC變換器控制技術(shù)的研究[D]. 秦皇島:燕山大學(xué),2014:23-27.

[5] Hua Bai,Chris Mi. Eliminate Reactive Power and Increase System Efficiency of Isolated Bidirectional Dual-Active-Bridge DC-DC Converter Using Novel Dual-Phase-Shift Control[J]. IEEE Transactions on Power Electronics,2008,23(6):2905-2914.

[6] 王玉斌,王杉杉,封波,等. 基于雙重移相控制的雙有源DC-DC變換器的最優(yōu)電流控制[J]. 電工技術(shù)學(xué)報,2015,30(14):488-496.

[7] 趙彪,于慶廣,孫偉欣. 雙重移相控制的隔離雙向DC-DC變換器及其功率回流特性分析[J]. 中國電機工程學(xué)報,2012,32(12):43-50.

[8] Zhao Biao,Song Qiang,Liu Wenhua. Current Stress Optimized Switching Strategy of Isolated Bidirectional DC-DC Converter with Dual Phase Shift Control[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics,2013,60(10):4458-4467.

[9] 程紅,高巧梅,朱錦標,等. 基于雙重移相控制的隔離雙向DC-DC變換器動態(tài)建模與最小回流功率控制[J]. 電工技術(shù)學(xué)報,2014,29(3):245-253.

[10] Roshen W A. A Practical,Accurate and Very General Core Loss Model for Nonsinusoidal Waveforms[J]. IEEE Transactions on Power Electronics,2007,22(1):30-40.

[11] Oggier G G,Garcia G O,Oliva A R. Switching Control Strategy to Minimize Dual Active Bridge Converter Losses[J]. IEEE Transactions on Power Electronics,2009,24(7):1826-1838.

[12] Shigenori Inoue,Hirofumi. A Bidirectional DC-DC Converter for an Energy Storage System With Galvanic Isolation[J]. IEEE Transactions on Power Electronics,2007,22(6):2302-2303.

Research on Optimal Efficiency Control Strategy of BidirectionalDC-DC Converter for Electric Vehicles*

SUNYunquan*,LIUEnjie,LUOQingsong

(College of Electrical and Information Engineering,Jiangsu University,Zhenjiang Jiangsu 212013,China)

In view of the defects of the large peak current and large power loss of isolated bidirectional DC-DC converter with the traditional single-phase-shift(SPS)control used in the hybrid energy system of electric vehicles,an optimal efficiency control strategy based on dual-phase-shift(DPS)control is proposed. The operating principle of DPS control is first analyzed,and the power loss model of IBDC based on DPS control is established,then the constraint condition to minimize the power loss of IBDC,as well as the implement scheme of optimal efficiency control strategy,are analyzed and derived later,therefore minimal power loss and maximal efficiency are ensured in an IBDC converter. The experimental results verify the correctness and excellent performance of the proposed optimal efficiency control strategy.

electric vehicle;bidirectional DC-DC converter;dual-phase-shift control;power loss;optimal efficiency control

項目來源:江蘇大學(xué)高級人才項目(13DG054)

2016-03-21 修改日期:2016-04-22

C:8350;1290B

10.3969/j.issn.1005-9490.2017.02.039

TM46

A

1005-9490(2017)02-0461-06