基于GMR-1系統(tǒng)下行鏈路的π/4-CQPSK解調(diào)方法

牛慧瑩

(中國電子科技集團公司第五十四研究所，河北 石家莊 050081)

基于GMR-1系統(tǒng)下行鏈路的π/4-CQPSK解調(diào)方法

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(中國電子科技集團公司第五十四研究所，河北 石家莊 050081)

針對GMR-1系統(tǒng)下行鏈路BCCH和TCH3信道的接收，分析了GMR-1下行信道的時隙結(jié)構(gòu)和π/4-CQPSK調(diào)制特性，提出了一種基于GMR-1系統(tǒng)下行鏈路的π/4-CQPSK解調(diào)方法。通過FCCH信道實現(xiàn)頻偏估計和時隙同步，利用獨特字進(jìn)行信道估計和內(nèi)插，并對時隙邊緣部分的信道估計值進(jìn)行修正，從而實現(xiàn)對BCCH和TCH3信道π/4-CQPSK的解調(diào)。仿真結(jié)果表明，在信噪比大于7 dB的情況下，該算法可以實現(xiàn)對GMR-1系統(tǒng)下行鏈路π/4-CQPSK的正確解調(diào)。

GMR-1；π/4-CQPSK；解調(diào)；獨特字

0 引言

Geostationary Earth Orbit Mobile RadioInterface(GMR-1)是歐洲電信標(biāo)準(zhǔn)委員會制定的地球同步衛(wèi)星移動通信標(biāo)準(zhǔn)，由全球移動通信系統(tǒng)標(biāo)準(zhǔn)衍化而來。GMR-1衛(wèi)星移動通信系統(tǒng)提供話音、數(shù)據(jù)、傳真、點對點短信服務(wù)和小區(qū)廣播短信消息業(yè)務(wù)等基于同步衛(wèi)星的移動通信業(yè)務(wù)[1]，還可以通過公共電信交換網(wǎng)絡(luò)實現(xiàn)世界范圍內(nèi)的互聯(lián)。

GMR-1標(biāo)準(zhǔn)定義的GEO衛(wèi)星移動通信傳輸模型分為物理層、數(shù)據(jù)鏈路層和網(wǎng)絡(luò)層[2]。物理層規(guī)定前向鏈路采用頻分雙工/時分復(fù)用方式，對應(yīng)各種物理信道，配置了不同的邏輯信道，其中用于傳輸廣播信息的BCCH信道和話音業(yè)務(wù)的TCH3信道采用π/4-CQPSK(Coherent Quadrature Phase Shift Keying)調(diào)制方式[3]。因此為實現(xiàn)GMR-1系統(tǒng)下行鏈路廣播信息和業(yè)務(wù)信道的解析，本文分析了GMR-1系統(tǒng)下行鏈路時隙結(jié)構(gòu)和π/4-CQPSK調(diào)制特性，提出了針對GMR-1下行鏈路BCCH和TCH3信道的π/4-CQPSK解調(diào)算法。

1 π/4-CQPSK調(diào)制

π/4-CQPSK是在QPSK基礎(chǔ)上發(fā)展起來的一種線性數(shù)字調(diào)制技術(shù)，屬4相數(shù)字調(diào)制，具有較高的頻譜利用率和較強的抗干擾性能[4]。QPSK調(diào)制利用4種雙比特碼元來表示載波的4種不同的載波相位，如圖1(a)所示。當(dāng)傳輸碼元發(fā)生變化時，如從00變化到11時，載波相位從45°跳變到225°，載波相位發(fā)生180°翻轉(zhuǎn)，載波包絡(luò)過零點，導(dǎo)致功率譜擴散，從而造成信號帶限失真。并且由于包絡(luò)起伏較大，調(diào)制信號的峰均比也較大，從而降低了功放的效率，增加了使用功放的成本[5]。

π/4-CQPSK信號的相位星座圖如圖1(b)所示，即每次相位跳變最大為135°，存在8個相位值，其信號形式如式(1)所示[6]：

(1)

式中，

T為符號周期；p(t)為系統(tǒng)規(guī)定的功率斜升函數(shù)；h(t)為滾降系數(shù)為0.35的根升余弦濾波器的沖擊響應(yīng)；N為信號持續(xù)時隙數(shù)，取值為2，3，4，6和9。

圖1 QPSK和π/4-CQPSK星座圖

數(shù)據(jù)比特和調(diào)制符號的映射關(guān)系如表1所示。

表1 π/4-CQPSK調(diào)制符號

由式(1)可知，π/4-CQPSK調(diào)制的載波相位是當(dāng)前碼元對應(yīng)相位與π/4整數(shù)倍之和，且不存在180°跳變。與QPSK相比，π/4-CQPSK信號具有功率譜旁瓣衰減快、峰均比小和對功放要求低等優(yōu)點[7]。此外，π/4-CQPSK抗多徑衰落性能也較好，特別適用于蜂窩移動通信和衛(wèi)星通信[8]。

2 GMR-1系統(tǒng)下行信道結(jié)構(gòu)

GMR-1系統(tǒng)采用了相對簡單的幀結(jié)構(gòu)，以幀為單位，每幀分為24個時隙，每個時隙持續(xù)5/3 ms，1個時隙包含78 bit。

GMR-1系統(tǒng)下行信道包括頻率校正信道(FCCH)、廣播信道(BCCH)、允許接入信道(AGCH)、尋呼信道(PCH)、快速隨路信道(FACCH3)和業(yè)務(wù)信道(TCH)等，其結(jié)構(gòu)如圖2所示[9]。由圖2可以看出，F(xiàn)CCH和BCCH都是從每幀的0號時隙開始，BCCH在FCCH之后2幀出現(xiàn)。而FACCH3和TCH3并無確定的頻點和時隙位置，而是由AGCH進(jìn)行分配。

圖2 GMR-1系統(tǒng)下行信道結(jié)構(gòu)

FCCH信道承載線性調(diào)頻信號(Chirp Signal)，用于終端在FCCH信道上對頻率誤差進(jìn)行估計[10]，由圖2可知還可以用于BCCH信道的時隙同步。

BCCH用于廣播系統(tǒng)信息并通知終端定時信息，采用π/4-CQPSK調(diào)制，突發(fā)占據(jù)6個時隙，時隙結(jié)構(gòu)如表2所示。

表2 BCCH突發(fā)時隙結(jié)構(gòu)

TCH3信道承載正常的通話語音，采用π/4-CQPSK調(diào)制，突發(fā)占用3個連續(xù)時隙，時隙結(jié)構(gòu)如表3所示。

表3 TCH3突發(fā)時隙結(jié)構(gòu)

由表2和表3可以看到，BCCH和TCH3的突發(fā)中都插入了獨特字(Unique Word，UW)。GMR-1系統(tǒng)中，不同的獨特字可以用來區(qū)分包含信令或者用戶信息(語音、數(shù)據(jù))的不同突發(fā)。

3 π/4-CQPSK解調(diào)

GMR-1系統(tǒng)π/4-CQPSK的解調(diào)處理流程如圖3所示，首先通過FCCH信道捕獲實現(xiàn)時隙同步和頻偏估計，再檢測獨特字并進(jìn)行信道估計和內(nèi)插，最后根據(jù)信道估計值進(jìn)行信道補償和星座判決，從而完成解調(diào)流程。

圖3 GMR-1系統(tǒng)π/4-CQPSK解調(diào)處理流程

3.1 FCCH信道捕獲

為解決收發(fā)兩端的頻率偏差問題，GMR-1系統(tǒng)下行點波束TDM幀中插入了3個時隙的FCCH邏輯信道，使得終端可通過接收FCCH信道實現(xiàn)頻率同步。FCCH信道承載的線性調(diào)頻信號為：

(2)

FCCH信道的Chirp信號可以分為上、下2個掃頻信號相加的形式[11]，有

(3)

式中，u(t)為上掃頻信號；d(t)為下掃頻信號。

接收端的FCCH信號可以表示為：

r(t)=ej2πfd t(u(t+td)+d(t+td))。

(4)

式中，fd為收發(fā)信機之間的頻差；td為本地信號與接收信號之間的時延。

為完成FCCH信道捕獲及fd和td的計算，需要將本地的上下掃頻信號與接收信號進(jìn)行相關(guān)。上掃頻信號與接收信號相關(guān)運算式為：

(5)

式中，第1項是Chirp信號；第2項是個單頻信號，其頻率為f1=fd-0.64td/117T2。同理，下掃頻信號與接收信號相關(guān)得到的單頻信號頻率f2=fd+0.64td/117T2。因此fd和td可以由式(6)得到：

(6)

由于f1和f2是通過上下掃頻信號與接收信號進(jìn)行相關(guān)運算之后的頻譜計算得到的，而FCCH長度為3個時隙共117個符號，其頻率分辨率fres為23.4 kHz/117=200 Hz。在這樣比較低的分辨率下計算出的頻偏fd與實際頻偏相比，仍存在細(xì)小的偏差，此時需要通過獨特字對細(xì)頻偏進(jìn)行估計和補償。

3.2 信道估計

由表2和表3可知，BCCH和TCH3等信道傳輸?shù)臄?shù)據(jù)符號之間插入了獨特字，其中BCCH信道的獨特字比特如表4所示，可以通過獨特字的相關(guān)來實現(xiàn)信道檢測和同步；而在對信道進(jìn)行解調(diào)時，獨特字可以作為導(dǎo)頻符號來糾正相位模糊并進(jìn)行信道估計。

表4 BCCH和TCH3獨特字

設(shè)yp和xp分別代表導(dǎo)頻位置上的接收符號和發(fā)送導(dǎo)頻符號，則獨特字位置的信道估計值hp可以表示為：

(7)

計算得到導(dǎo)頻位置的信道估計值后，需要進(jìn)行內(nèi)插得到數(shù)據(jù)位置的信道估計值。由于BCCH信道中存在3段獨特字，可以使用高斯內(nèi)插方法。高斯內(nèi)插過程中需要用到相鄰3個導(dǎo)頻信號，是一種曲線擬合，其內(nèi)插公式為[12]：

hk=l1hp-N+l0hp+l-1hp+N。

(8)

式中，內(nèi)插系數(shù)為l1=α(α-1)/2，l0=(α+1)(α-1)，l-1=α(α+1)/2，α=(k-p)/N；p=122為導(dǎo)頻位置；123≤k≤197為數(shù)據(jù)符號位置；N=80為相鄰2個導(dǎo)頻的間隔。數(shù)據(jù)位置為40≤k≤119的信道估計值同樣可以由式(9)計算得到。

當(dāng)接收機靜止或者低速運動時，衛(wèi)星信道為慢衰落信道，式(8)中導(dǎo)頻點的信道估計值可以由多個導(dǎo)頻點的平均值來替代，以減少噪聲和其他未知干擾的影響，有

(9)

而在獨特字的兩端，即3≤k≤28和201≤k≤231的數(shù)據(jù)位置，無法通過內(nèi)插得到信道響應(yīng)值，這時需要對邊緣部分進(jìn)行特殊處理。首先，由于信道處于慢衰落狀態(tài)，可以將前一個位置的信道估計值作為當(dāng)前位置的估計值對數(shù)據(jù)符號進(jìn)行信道補償，從而得到當(dāng)前位置的判決符號，有

sjudge,k=yke-jkπ/4conj(hk-1)。

(10)

然后再利用判決符號Sjudge,k對當(dāng)前信道估計值進(jìn)行修正，有

hk=ejπ/4conj(yke-j(k+m)π/4)。

(11)

式中，k為數(shù)據(jù)符號位置；m為判決符號的相位旋轉(zhuǎn)因子，0≤m≤3，其取值由sjudge,k所在像限決定。

BCCH序列3≤k≤28和201≤k≤231數(shù)據(jù)位置的信道響應(yīng)值可以按式(10)和式(11)依次求解。由表3可知TCH3數(shù)據(jù)位置為3≤k≤28和35≤k≤114，其相應(yīng)的信道估計值同樣可以通過式(7)、式(8)、式(9)、式(10)和式(11)計算得到。

3.3 符號判決

BCCH和TCH3的信道估計值hk計算完成后，可以由式(12)得到判決符號Sjudge,k：

sjudge,k=yke-jkπ/4conj(hk)。

(12)

然后對sjudge,k按表5進(jìn)行判決即可完成BCCH和TCH3信道的解調(diào)。而π/4-CQPSK調(diào)制進(jìn)行kπ/4相位旋轉(zhuǎn)之前的4個原始星座點(1,0)，(0,1)，(-1,0)和(0,-1)都在坐標(biāo)軸上，因此在式(7)中對接收信號進(jìn)行π/4的相位旋轉(zhuǎn)，從而將解調(diào)出的星座點旋轉(zhuǎn)到對角線上以方便判決。

表5 符號判決

4 仿真結(jié)果分析

利用采集的GMR-1系統(tǒng)下行信號進(jìn)行仿真和分析。在對GMR-1下行信號進(jìn)行接收時，首先需要完成FCCH信道捕獲，其捕獲在一個滑動窗中進(jìn)行，記錄每次上掃頻和下掃頻的峰值頻率，如圖4(a)所示；然后計算上掃頻與下掃頻峰值變化曲線的差值，差值最小的點即可判為最佳采樣點，如圖4(b)所示，并可根據(jù)式(6)計算出頻偏fd。

完成FCCH信道捕獲后，即可實現(xiàn)BCCH信道的同步、頻偏校正和最佳采樣點的選取。但fd和實際頻偏相比，仍存在細(xì)小的偏差，且同時存在信道特性影響，此時的星座圖如圖5(a)所示，星座點完全無法分開；在通過獨特字進(jìn)行信道估計和內(nèi)插并對信道的頻偏和衰落進(jìn)行補償后，解調(diào)出的星座圖如圖5(b)所示，4個星座點已經(jīng)可以很清晰地呈現(xiàn)出來。

圖4 FCCH信道捕獲和頻偏估計

圖5 信道補償前后的解調(diào)星座圖

對信噪比從12～5 dB的接收信號依次進(jìn)行解調(diào)得到的星座圖如圖6所示。從圖6可以看出，在信噪比大于7 dB的情況下，采用該解調(diào)方法可實現(xiàn)下行π/4-CQPSK信號的可靠接收。

圖6 不同信噪比下解調(diào)星座圖

5 結(jié)束語

π/4-CQPSK調(diào)制解調(diào)技術(shù)以其峰均比較小、抗多徑衰弱能力較好的特點，廣泛應(yīng)用在各類GEO衛(wèi)星移動通信系統(tǒng)中。本文通過對GMR-1系統(tǒng)下行信道時隙結(jié)構(gòu)和π/4-CQPSK調(diào)制特性的分析，提出了針對GMR-1系統(tǒng)下行鏈路的π/4-CQPSK解調(diào)算法。該算法通過FCCH信道捕獲進(jìn)行頻偏估計和最佳采樣點選取，利用獨特字進(jìn)行信道估計，并對邊緣部分的信道估計值進(jìn)行修正，從而實現(xiàn)對BCCH和TCH3等信道π/4-CQPSK解調(diào)。仿真結(jié)果表明，在信噪比大于7 dB的情況下，該算法可以實現(xiàn)對GMR-1系統(tǒng)下行鏈路調(diào)制樣式為π/4-CQPSK的BCCH和TCH3等信道的正確解調(diào)，并為后續(xù)的上層協(xié)議解析和信源恢復(fù)等工作提供有力支撐。

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?；郜?男，(1984—)，工程師。主要研究方向：通信信號分析。

π/4-CQPSK Demodulation Algorithm for Downlink of GMR-1 System

NIU Hui-ying

(The54thResearchInstituteofCETC,ShijiazhuangHebei050081,China)

With respect to the reception of BCCH and TCH3 in the downlink of GMR-1 system,the paper analyzes the timeslot structure of physical channel and modulation characteristics of π/4-CQPSK in the downlink of GMR-1 system,and proposes a π/4-CQPSK demodulation algorithm for GMR-1 downlink system.This technology uses FCCH to realize frequency offset estimation and timeslot synchronization,and utilizes unique words for channel estimation and interpolation.Then by modifying the channel estimation value on the edge of the timeslot,it realizes the π/4-CQPSK demodulation of BCCH and TCH3.The simulation results show that when the SNR is greater than 7 dB,this method can demodulate π/4-CQPSK signal accurately in the downlink of GMR-1 system.

GMR-1;π/4-CQPSK;demodulation;unique word

10.3969/j.issn.1003-3106.2017.03.18

?；郜?基于GMR-1系統(tǒng)下行鏈路的π/4-CQPSK解調(diào)方法[J].無線電工程,2017,47(3):70-74.

2016-11-09

國家自然科學(xué)基金資助項目(81370038)。

TN911

A

1003-3106(2017)03-0070-05