高效信道化接收機(jī)的信道動(dòng)態(tài)重構(gòu)技術(shù)

歐春湘，吳智杰，任曉松，鄒世源

(北京遙感設(shè)備研究所，北京 100854)

高效信道化接收機(jī)的信道動(dòng)態(tài)重構(gòu)技術(shù)

歐春湘，吳智杰，任曉松，鄒世源

(北京遙感設(shè)備研究所，北京 100854)

對(duì)于分布在不同信道且信道個(gè)數(shù)動(dòng)態(tài)變化的大寬帶中頻信號(hào)，往往采用多通道數(shù)字接收機(jī)，不僅實(shí)現(xiàn)復(fù)雜且效率低下。為了解決以上問題，提出了一種高效數(shù)字信道化接收機(jī)的信道動(dòng)態(tài)重構(gòu)技術(shù)。該技術(shù)能夠檢測(cè)到接收信號(hào)所占用的信道個(gè)數(shù)及位置，動(dòng)態(tài)地配置原型綜合濾波器以適應(yīng)信號(hào)帶寬，將分布在若干個(gè)連續(xù)信道的子信號(hào)重構(gòu)還原為一個(gè)完整接收信號(hào)。通過仿真實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了提出的數(shù)字接收機(jī)結(jié)構(gòu)的有效性和可行性。

數(shù)字信道化接收機(jī); 多相濾波; 信號(hào)重構(gòu); 動(dòng)態(tài)信道化; Cordic算法; 高效率

0 引言

數(shù)字信道化接收機(jī)具有寬輸入、高分辨率、大動(dòng)態(tài)、多信號(hào)并行處理和大量信息實(shí)時(shí)處理的能力，是未來高靈敏度全概率接收機(jī)的發(fā)展方向。數(shù)字信道化接收技術(shù)實(shí)現(xiàn)過程中，信號(hào)帶寬和接收機(jī)復(fù)雜度是相互制約的2個(gè)因素。本文提出一種部分信道可動(dòng)態(tài)重構(gòu)的數(shù)字信道化接收機(jī)，以動(dòng)態(tài)地適應(yīng)輸入信號(hào)帶寬?；舅悸肥窍炔捎迷头治鰹V波器組將大寬帶中頻信號(hào)分解成若干個(gè)子信號(hào)，分布在若干個(gè)連續(xù)信道；通過能量檢測(cè)環(huán)節(jié)檢測(cè)到子信號(hào)所在的子信道位置及個(gè)數(shù)；動(dòng)態(tài)地設(shè)計(jì)相應(yīng)的綜合濾波器組，最后以對(duì)應(yīng)的子信號(hào)為輸入，利用相應(yīng)的綜合濾波器組重構(gòu)輸入信號(hào)[1]。

1 數(shù)字信道化接收機(jī)基本原理

1.1 基本概念

數(shù)字信道化是指將數(shù)字信號(hào)輸入一個(gè)網(wǎng)絡(luò)，均勻分成若干個(gè)子頻帶信號(hào)輸出。數(shù)字信道化能將高速率的采樣數(shù)據(jù)分解成多路低速率的數(shù)據(jù)，每路輸出對(duì)應(yīng)不同的頻帶[2]。實(shí)信號(hào)信道化接收機(jī)的原理結(jié)構(gòu)圖如圖1所示[3]。

圖1 信號(hào)信道化接收機(jī)的原理結(jié)構(gòu)圖Fig.1 Construction of channelized receiver

在圖1中，首先把第k個(gè)子頻帶移至基帶，然后通過后接的低通濾波器hLP(n)濾出對(duì)應(yīng)的子頻帶。由于經(jīng)復(fù)本振混頻及低通濾波后的信號(hào)為復(fù)信號(hào)，且?guī)挒棣?D，故可進(jìn)行2D倍的抽取降低數(shù)據(jù)率以減少后續(xù)硬件實(shí)現(xiàn)難度，且不改變?cè)盘?hào)頻譜結(jié)構(gòu)。

1.2 信道的劃分

由于實(shí)信號(hào)的頻譜對(duì)稱性，只能在[0, π]上劃分信道，但為了后續(xù)推導(dǎo)多相濾波的高效信道化接收機(jī)結(jié)構(gòu)，將所有信道分布在[0, 2π]整個(gè)頻譜。實(shí)信號(hào)信道劃分如圖2所示。

如圖2所示，將整個(gè)頻譜劃分成D=8個(gè)信道，用實(shí)線表示的主像和用虛線表示的鏡像交替出現(xiàn)，

主像的信道間隔為2π/D。

其中角頻率ωk由式(1)確定：

(1)

低通濾波器hLP(n)的頻率特性hLP(ω)為

(2)

2 高效多相濾波信道化接收機(jī)

圖2所示的信道化接收機(jī)實(shí)現(xiàn)困難，尤其當(dāng)信道數(shù)多時(shí)，圖中的低通濾波器的階數(shù)會(huì)變得非常大，而且每一個(gè)信道分配一個(gè)濾波器，實(shí)現(xiàn)效率非常低，工程上難以實(shí)現(xiàn)[4-6]。以圖1作為原始結(jié)構(gòu)推導(dǎo)出基于多相濾波技術(shù)實(shí)現(xiàn)的信道化接收機(jī)[3,7]。

(3)

式中：s(n)為接收信號(hào)；ωk為中心角頻；h(n)為低通濾波器系數(shù)；2D為抽取倍數(shù)。

令

(4)

式中：

(5)

(6)

則有

(7)

圖2 信道劃分圖(D=8)Fig.2 Distribution of channels (D=8)

(8)

根據(jù)以上推導(dǎo)，得出實(shí)信號(hào)高效多相濾波信道化接收機(jī)結(jié)構(gòu)模型，如圖3所示。

在以上結(jié)構(gòu)中，系統(tǒng)復(fù)雜度和數(shù)據(jù)速率大大降低，實(shí)時(shí)處理能力得到提高。該高效結(jié)構(gòu)有如下優(yōu)點(diǎn)[8-10]：

(1) 各支路共用一個(gè)原型低通濾波器，每個(gè)信道的原型分析濾波器組h0(m)-hD-1(m)是原型低通濾波器hLP(n)的抽樣值，抽樣值的大小等于信道數(shù)的數(shù)目，系統(tǒng)設(shè)計(jì)復(fù)雜性下降。

(2) 在求得多相濾波結(jié)果的基礎(chǔ)上，用FFT一次就可將各支路信號(hào)搬到基帶上去，不必各信道分別進(jìn)行下變頻計(jì)算，提高了計(jì)算效率。

(3) 由于采用了多相結(jié)構(gòu)，抽取提在最前面，后續(xù)信號(hào)的采樣率下降，有利于后續(xù)的硬件處理。

3 信道動(dòng)態(tài)重構(gòu)技術(shù)

采用原型分析濾波器組對(duì)寬帶中頻信號(hào)進(jìn)行分析濾波分解處理后，使得各信道的信號(hào)均下變頻至基帶，即得到復(fù)基帶信號(hào)[11-13]。對(duì)各信道基帶信號(hào)進(jìn)行能量檢測(cè)，篩選出有信號(hào)的信道。根據(jù)選中信道的個(gè)數(shù)將選中信道內(nèi)信號(hào)進(jìn)行頻譜壓縮后低通濾波，再將信號(hào)上變頻至不同頻帶，由此得到重構(gòu)信號(hào)[14]。

3.1 能量檢測(cè)

由于Cordic算法運(yùn)算簡(jiǎn)單，只需要加、減、移位邏輯運(yùn)算，因此本文采用Cordic算法提取各信道輸出的復(fù)基帶信號(hào)y0(m)-yD-1(m)的瞬時(shí)特征[15-16]：瞬時(shí)幅度α(n)、瞬時(shí)相位φ(n)、瞬時(shí)頻率f(n)。若瞬時(shí)幅度α(n)的均值A(chǔ)超過閾值v則觸發(fā)頻寬判斷；否則放棄該信道。將某信道內(nèi)信號(hào)的瞬時(shí)頻率f(n)的均值F作為該信號(hào)的頻寬，若該頻寬小于分析帶寬f1的1/4，則判定該信號(hào)屬于該信道。

3.2 信號(hào)重構(gòu)

假設(shè)能量檢測(cè)模塊判定有Q個(gè)信道涵蓋了有用信號(hào)，則接下來對(duì)這Q路信號(hào)進(jìn)行重構(gòu)。圖4給出了實(shí)現(xiàn)共Q路子信道信號(hào)重構(gòu)的原理圖。

經(jīng)過2Q倍內(nèi)插后的信號(hào)頻譜為原始序列頻譜經(jīng)2Q倍壓縮后得到的譜。G(n)為原型低通濾波器，用來抑制信號(hào)經(jīng)2Q倍插值后產(chǎn)生的鏡像。G(n)的頻率特性由能量檢測(cè)出的信道個(gè)數(shù)Q有關(guān)，如式(9)所示。后接內(nèi)插上變頻，將信號(hào)搬到更高頻帶上去，頻帶中心頻點(diǎn)由式(10)確定。

(9)

(10)

將原型低通濾波器G(n)多相分解，再將內(nèi)插2Q倍后移，得到均勻Q路原型綜合濾波器組的多相結(jié)構(gòu)[17]，如圖5所示。由多相濾波器的形成原理可知，每個(gè)信道均勻Q路原型綜合濾波器組中的濾波器組R0(n)-RQ-1(n)為原型低通濾波器G(n)的抽取值，抽樣值的大小等于要綜合的信道數(shù)Q。

圖3 高效多相濾波信道化接收機(jī)結(jié)構(gòu)模型(實(shí)信號(hào))Fig.3 Construction of efficient polyphase filter channelized receiver (real signal)

圖4 Q路信號(hào)重構(gòu)原理圖Fig.4 Schematic diagram of Q channels signal reconstruction

具體推導(dǎo)過程與高效多相濾波信道化接收機(jī)的推導(dǎo)過程類似，不再贅述。

圖5 基于多相濾波的Q路信號(hào)重構(gòu)高效結(jié)構(gòu)Fig.5 Efficient construction of Q channels signal reconstruction based on polyphase filter

3.3 動(dòng)態(tài)綜合濾波器組的實(shí)現(xiàn)

當(dāng)有Q路信道需要綜合時(shí)，原型低通濾波器G(n)的頻帶寬度為π/2Q。假設(shè)對(duì)G(n)進(jìn)行N倍抽取，抽取后濾波器頻譜為原始頻譜經(jīng)頻移和N倍展寬后的N個(gè)頻譜的疊加和，抽取后濾波器通帶頻寬變?yōu)棣蠳/2Q。因此動(dòng)態(tài)綜合濾波器組R0(n)-RT-1(n)的實(shí)現(xiàn)步驟如下：

(1) 確定最寬信道覆蓋子帶數(shù)目Qm，產(chǎn)生頻帶寬度為π/2Q的低通濾波器Gm(n)。

(2) 根據(jù)能量檢測(cè)模塊得出需綜合信道個(gè)數(shù)為T。

(3) 對(duì)低通濾波器Gm(n)進(jìn)行Qm/T倍抽取，得到新的低通濾波器T(n)，其頻帶寬度為π/2T。

(4) 對(duì)低通濾波器T(n)進(jìn)行抽取，抽樣值的大小等于要綜合的信道數(shù)，得到動(dòng)態(tài)綜合濾波器組R0(n)-RT-1(n)。

4 仿真校驗(yàn)

4.1 信號(hào)分解仿真

假設(shè)接收機(jī)接收到采樣率fs=960 MHz的4個(gè)單脈沖載波信號(hào)。將整個(gè)頻帶劃分K=8(0～7)個(gè)信道，每個(gè)信道帶寬Δf=960 MHz/2/K=60 MHz，抽取倍數(shù)2D=16。將接收信號(hào)設(shè)置在第0～3信道，信號(hào)距中心頻點(diǎn)ω0-ω3的頻偏fbia0-fbia3分別為3.5 MHz,7.5 MHz,-12.5 MHz,15 MHz。用firpm函數(shù)生成原型低通濾波器，通帶截止頻率18 MHz，阻帶起始頻率30 MHz。

輸入信號(hào)頻譜如圖6a)所示，從左到右依次為

圖6 輸入與分解信號(hào)頻譜Fig.6 Frequency spectrum of input signal and sub-signals

分布在第0～3信道的單脈沖載波信號(hào)。經(jīng)過原始分析濾波器組分解后的信號(hào)頻譜如圖6b),6c)所示。

4.2 能量檢測(cè)仿真

利用Cordic算法測(cè)量分解信號(hào)的瞬時(shí)幅度、瞬時(shí)頻率，分別如圖7所示。從圖7a),b)可以看出，含有輸入信號(hào)的第0～3信道的幅度值明顯高于第4～7信道。圖8a)中第0～3信道信號(hào)的頻率平均值，分別為3.384 MHz,7.481 MHz,-12.455 MHz,14.861 MHz，與設(shè)置的輸入信號(hào)頻偏保持一致。

圖7 子信號(hào)幅度Fig.7 Amplitude of sub-signals

4.3 信號(hào)重構(gòu)仿真

將能量檢測(cè)出的第0～3信道的分解信號(hào)進(jìn)行信號(hào)重構(gòu)，重新構(gòu)造成含有該4個(gè)分解信號(hào)的一個(gè)信號(hào)。分解信號(hào)需要經(jīng)過2Q=8倍內(nèi)插，重構(gòu)信號(hào)頻率fout=60 MHz×8=480 MHz。重構(gòu)實(shí)信號(hào)頻譜如圖9所示。

圖8 子信號(hào)頻率Fig.8 Frequency of sub-signals

圖9 重構(gòu)實(shí)信號(hào)頻譜圖Fig.9 Frequency spectrum of reconstructed signal

圖9中脈沖從左到右分別對(duì)應(yīng)第0，3，1，2信道的信號(hào)，頻率值分別為

fact0=33.75 MHz,

fact1=105 MHz,

fact2=157.5 MHz,

fact3=196.9 MHz.

(11)

由設(shè)置的輸入信號(hào)頻偏得到理論值為

fcal0=30 MHz+3.5 MHz=33.5 MHz,

fcal1=90 MHz+15 MHz=105 MHz,

fcal2=150 MHz+7.5 MHz=157.5 MHz,

fcal3=210 MHz-12.5 MHz=197.5 MHz.

(12)

由式(11)，(12)可知，經(jīng)過信號(hào)重構(gòu)過程能夠?qū)⒎纸庠诟餍诺赖淖有盘?hào)準(zhǔn)確地重構(gòu)成一個(gè)實(shí)信號(hào)輸出。

5 結(jié)束語

本文討論了基于高效數(shù)字信道化接收機(jī)的信道動(dòng)態(tài)重構(gòu)方法。首先推導(dǎo)了信道化接收機(jī)的高效多相濾波結(jié)構(gòu)，采用該高效結(jié)構(gòu)能夠降低數(shù)據(jù)率以及后續(xù)硬件實(shí)現(xiàn)難度。采用Cordic算法對(duì)分解信號(hào)進(jìn)行瞬時(shí)特征提取，準(zhǔn)確判定存在輸入信號(hào)的信道。對(duì)選中信道的信號(hào)進(jìn)行頻譜壓縮和上變頻，得到包含分解在各信道信號(hào)的一個(gè)實(shí)信號(hào)。由以上仿真可知，該方法精確重構(gòu)了所有的輸入信號(hào)。

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Channel Dynamic Reconstruction Technology of Efficient Channelized Receiver

OU Chun-xiang, WU Zhi-jie, REN Xiao-song, ZOU Shi-yuan

(Beijing Institute of Remote Sensing Equipment, Beijing 100854, China)

For big wideband received signal distributed in different channels and the number of channels is random, the multiply channels receiver is always used. But the construction of multiply channels receiver is complex and the efficiency is low. An efficient dynamic digital channelized receiver based on a channel reconstruction technology is proposed. The number and the position of the channels can be detected so that the prototype synthesis filter is configured to adapt to the bandwidth dynamically. The sub-signals in different channels can be reconstructed to a complete signal. The simulation experiments show the proposed algorithm is effective and feasible.

digital channelized receiver; polyphase filter; signal reconstruction; dynamic channelization; Cordic algorithm; high efficiency

2015-12-12；

2016-09-01 基金項(xiàng)目：有 作者簡(jiǎn)介：歐春湘(1988-)，女，江西贛州人。工程師，博士生，主要從事基帶信號(hào)處理。

10.3969/j.issn.1009-086x.2017.01.017

TN911; TP391.9

A

1009-086X(2017)-01-0093-06

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