實現(xiàn)全功率范圍能量壓縮的電流源諧振型等離子體驅(qū)動源

郝世強(qiáng)陳昌儀李武華顧小衛(wèi)何湘寧

（1. 浙江大學(xué)電氣工程學(xué)院 杭州 310027 2. 浙江理工大學(xué)信息電子學(xué)院 杭州 310018）

實現(xiàn)全功率范圍能量壓縮的電流源諧振型等離子體驅(qū)動源

郝世強(qiáng)1陳昌儀1李武華1顧小衛(wèi)2何湘寧1

（1. 浙江大學(xué)電氣工程學(xué)院 杭州 310027 2. 浙江理工大學(xué)信息電子學(xué)院 杭州 310018）

針對大氣壓介質(zhì)阻擋放電材料表面處理應(yīng)用，提出一種電流源諧振型等離子體驅(qū)動源。通過構(gòu)建并-串聯(lián)結(jié)構(gòu)的諧振網(wǎng)絡(luò)，在全功率范圍內(nèi)實現(xiàn)單周期能量傳輸時間的壓縮，從而提高各個功率下的表面處理效果，并推導(dǎo)出一種判斷能量壓縮狀態(tài)在全功率范圍內(nèi)穩(wěn)定性的方法。然后，通過在逆變器上增加旁路輔助電容，建立電流旁路通路，從而實現(xiàn)開關(guān)管的零電壓開關(guān)，保證了電源高效運行，并推導(dǎo)出輔助電容的選取原則。最后，搭建了一臺350W電流源諧振型電源樣機(jī)，實驗結(jié)果驗證了理論分析的正確性，表明電流源并-串聯(lián)諧振型等離子體驅(qū)動源是一種適合于表面處理應(yīng)用的有效方案。

介質(zhì)阻擋放電 表面處理 能量壓縮 等離子體驅(qū)動源

0 引言

介質(zhì)阻擋放電（Dielectric Barrier Discharge, DBD）是在兩個電極之間插入絕緣介質(zhì)的一種放電形式，是產(chǎn)生低溫等離子體的重要手段。大氣壓下的介質(zhì)阻擋放電已經(jīng)廣泛應(yīng)用于聚合物、玻璃和紡織物等材料的表面處理[1-3]。為介質(zhì)阻擋放電提供所需高電壓的電源稱為等離子體驅(qū)動源，其輸出電壓峰值可高達(dá)20kV、頻率為10～50kHz[4,5]。在目前的工業(yè)應(yīng)用中，等離子體驅(qū)動源通常采用高電壓比變壓器來實現(xiàn)升壓，變壓器漏感作為天然的諧振元件，與DBD容性放電負(fù)載構(gòu)成LC串聯(lián)諧振網(wǎng)絡(luò)，開關(guān)器件IGBT或MOSFET組成逆變器向諧振網(wǎng)絡(luò)提供激勵電壓[4-6]。這類諧振電路結(jié)構(gòu)簡單、發(fā)展成熟，并且可實現(xiàn)開關(guān)管的零電壓開關(guān)（Zero Voltage Switching, ZVS）[7-9]，但具有兩點不足：①無天然抗短路能力，在負(fù)載或變壓器短路時容易損壞開關(guān)器件；②輸出電壓、電流波形為簡單的正弦，使材料處理效果難以進(jìn)一步提高。

為提高電源抗短路能力和材料處理效果，文獻(xiàn)[10]提出一種電流源并-串聯(lián)諧振型等離子體驅(qū)動源，如圖1所示。逆變器輸入側(cè)的串聯(lián)大電感可抑制短路故障時的電流上升率[11-14]。不同于LC串聯(lián)諧振，圖1a中的諧振網(wǎng)絡(luò)為四元件并-串聯(lián)結(jié)構(gòu)，且有兩個諧振點，稱為CLLC并-串聯(lián)諧振網(wǎng)絡(luò)。將兩個諧振點分別設(shè)計于開關(guān)頻率和三倍開關(guān)頻率附近，可使流過放電負(fù)載的電流io發(fā)生畸變，在基波上疊加3次諧波分量，形狀如圖1b所示。每半周期Ts/2內(nèi)放電氣隙兩端電壓vgap鉗位于放電維持電壓VT的時間稱為放電時間Δtdis，而LC諧振對應(yīng)的正弦情況下的放電時間表示為Δtdis-sin。io波形的畸變改變了vgap波形，使放電時間由Δtdis-sin縮短為Δtdis。在相同功率和頻率下，減小放電時間稱為放電能量壓縮。文獻(xiàn)[10]證明了在大氣壓空氣中對聚合物的DBD表面處理過程中，能量壓縮可減小表面接觸角，提高表面能。其原因在于隨著放電時間的縮短，電源瞬時功率和放電電流幅值增加，使自由電子密度增大，從而加劇了物理化學(xué)反應(yīng)。

圖1 實現(xiàn)能量壓縮的電流源諧振型等離子體驅(qū)動源Fig.1 Current-fed resonant plasma source with energy compression

驅(qū)動源的輸出功率會隨著處理速度、材料特性和其他工藝要求的變化而大范圍調(diào)節(jié)，然而文獻(xiàn)[10]對放電能量壓縮的研究僅限于額定功率下，因此有必要分析不同功率下的放電能量壓縮狀態(tài)。電源在整個功率變化范圍內(nèi)維持相同能量壓縮狀態(tài)的能力稱為能量壓縮的全功率范圍穩(wěn)定性。同時，驅(qū)動源需要實現(xiàn)開關(guān)管軟開關(guān)以保持高效運行，然而圖1a中電流源逆變器的每個開關(guān)管（S1～S4）均串聯(lián)一個二極管（VD1～VD4），使開關(guān)管的電壓、電流應(yīng)力有別于傳統(tǒng)電壓源ZVS逆變器，其自身無法實現(xiàn)軟開關(guān)，且軟開關(guān)實現(xiàn)方法也尚未提出。

本文首先概述電流源諧振型驅(qū)動源的電路結(jié)構(gòu)和工作原理，然后對諧振網(wǎng)絡(luò)的能量壓縮狀態(tài)在全功率范圍內(nèi)的穩(wěn)定性予以論證，并且詳細(xì)分析基于旁路輔助電容的電流源逆變器ZVS實現(xiàn)方法，最后通過實驗驗證了電流源并-串聯(lián)諧振型驅(qū)動電源可在全功率范圍內(nèi)實現(xiàn)穩(wěn)定的介質(zhì)阻擋放電能量壓縮和可靠的開關(guān)管ZVS。

1 電流源諧振型驅(qū)動源系統(tǒng)架構(gòu)

電流源諧振型等離子體驅(qū)動源由兩部分組成：電流源逆變器和CLLC諧振網(wǎng)絡(luò)，如圖1a所示。后續(xù)對能量壓縮穩(wěn)定性和開關(guān)管軟開關(guān)的分析分別針對諧振網(wǎng)絡(luò)和逆變器。因此，這兩部分的電路結(jié)構(gòu)和工作原理是后續(xù)分析的基礎(chǔ)。

電流源逆變器輸入側(cè)為幅值可調(diào)的直流電流源Iin，由前端Buck電路（圖1中省略）的輸出大電感提供[11]。調(diào)節(jié)Buck開關(guān)占空比可控制Iin幅值和輸出功率。串聯(lián)二極管VD1～VD4承擔(dān)諧振網(wǎng)絡(luò)施加在開關(guān)管S1～S4上的反向電壓。逆變器輸出方波電流，利用鎖相環(huán)技術(shù)調(diào)節(jié)開關(guān)頻率，使電路工作于弱感性狀態(tài)，即將逆變器輸出電壓vpri過零點超前于其輸出電流ipri過零點一小段時間，以減小諧振網(wǎng)絡(luò)向輸入側(cè)回饋的無功能量[12,15,16]。在鎖相環(huán)控制下，開關(guān)頻率取決于諧振網(wǎng)絡(luò)參數(shù)。如需大范圍調(diào)整頻率，需要改變諧振網(wǎng)絡(luò)的電容或電感參數(shù)。

CLLC諧振網(wǎng)絡(luò)包含四個諧振元件：并聯(lián)諧振電容Cp、串聯(lián)諧振電感Ls、變壓器勵磁電感Lm和放電負(fù)載等效電容。Ls由可調(diào)電感La和變壓器漏感Llk串聯(lián)組成（Ls=La+Llk）。變壓器一次、二次繞組繞在同一磁心柱上，以盡量減小漏感Llk。通過調(diào)節(jié)電感La的氣隙獲得所需的串聯(lián)電感Ls。變壓器磁心開制適當(dāng)?shù)臍庀兑缘玫剿璧膭畲烹姼蠰m。

電流源逆變器為諧振網(wǎng)絡(luò)提供激勵電流，因此在分析諧振網(wǎng)絡(luò)的放電能量壓縮特性時將逆變器近似成理想方波電流源。而CLLC諧振網(wǎng)絡(luò)是一個具有容性輸入端口的網(wǎng)絡(luò)，因此在分析逆變器軟開關(guān)時可將諧振網(wǎng)絡(luò)等效成理想電壓源。

2 放電能量壓縮的全功率范圍穩(wěn)定性

可調(diào)電感La的引入使CLLC諧振網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生了新的諧振點并構(gòu)造出3次諧波環(huán)流通路，使得流過非線性放電負(fù)載的電流畸變?yōu)榛ê?次諧波相疊加的非正弦波形[10]。因此，CLLC諧振參數(shù)的設(shè)計無法采用常規(guī)的諧振電路設(shè)計方法，如基波近似法和分段線性化法等[17-20]。文獻(xiàn)[10]以波形形狀為設(shè)計目標(biāo)，采用一種“基波與3次諧波疊加近似法”計算出滿足能量壓縮要求的諧振參數(shù)。該方法僅適用于特定功率（如額定功率）下的參數(shù)設(shè)計，而本文則對該方法進(jìn)行拓展，討論額定功率下設(shè)計出的諧振參數(shù)能否在其他功率下也保持相似的能量壓縮狀態(tài)，并推導(dǎo)出能量壓縮穩(wěn)定性的判據(jù)。

2.1 基波與3次諧波疊加近似法

給定參數(shù)包括放電負(fù)載參數(shù)、額定輸出功率Po和額定工作頻率fs，待設(shè)計參數(shù)包括變壓器電壓比n、并聯(lián)諧振電容Cp、串聯(lián)諧振電感Ls和變壓器勵磁電感Lm。

首先，將原電路解耦成兩個線性子電路。兩個子電路分別是工作于開關(guān)頻率fs的基波等效電路和工作于三倍開關(guān)頻率3fs的3次諧波等效電路，如圖2a所示。放電負(fù)載由RC等效模型表示[15]?；ǖ刃щ娐返妮斎腚娏鱥pri1為原電路中電流ipri的基波分量。3次諧波等效電路的輸入電流和負(fù)載等效電阻均被忽略，并在其負(fù)載側(cè)插入3次諧波電流源io3，用以表示諧振網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生的3次諧波電流。

圖2 基波與3次諧波疊加近似法示意圖Fig.2 Diagram of fundamental plus third harmonic approximation method

然后，推導(dǎo)出所需放電時間對應(yīng)的電壓、電流目標(biāo)波形。目標(biāo)波形由圖2b中的虛擬分段矩形電流io-v估計得出。假設(shè)io-v注入放電負(fù)載，在t0～t1時段內(nèi)給氣隙電容充電，而在t1～t2時段內(nèi)發(fā)生放電并產(chǎn)生輸出功率Po，t1～t2這段時間稱為虛擬放電時間Δtdis-v。用傅里葉變換提取io-v的基波分量io1和3次諧波分量io3，將io1和io3相加便得到目標(biāo)輸出電流io波形。然后將目標(biāo)電流io注入放電負(fù)載，得出目標(biāo)放電時間Δtdis和負(fù)載兩端的目標(biāo)輸出電壓vo波形，如圖2b所示。虛擬電流io-v、目標(biāo)Δtdis、目標(biāo)io和目標(biāo)vo由Po、fs和Δtdis-v決定。將Δtdis-v無限趨近于零，得到的io和vo波形便是具有最小放電時間Δtdis-min的目標(biāo)波形。圖2b中vo和io過零點的間距稱為目標(biāo)過零點位移量Δtzs。為便于不同頻率下的分析，分別用Δtdis和Δtzs在半個周期Ts/2中所占的比例來表示這兩個時間，稱為放電時間比例kdis和過零點位移量系數(shù)kzs，kdis=2Δtdis/Ts，kzs=2Δtzs/Ts。

最后，將圖2a中兩個子電路線性疊加得到合成的輸出電流io和輸出電壓vo波形，并把該疊加波形逼近圖2b中的目標(biāo)電流和電壓波形。用下面三個限制條件來保證波形逼近的準(zhǔn)確性。

（1）功率條件。兩個子電路的功率之和等于給定功率Po，Po是關(guān)于ipri的函數(shù)，可表示為Po=f(ipri)。

（2）鎖相條件。鎖相環(huán)使電壓vpri和電流ipri的過零點相隔固定的時間差，因此子電路疊加得到的vpri和ipri過零點也必須相隔同樣的時間差。

（3）過零點位移條件。由兩個子電路疊加得到的輸出電流、電壓波形可計算出相應(yīng)的過零點位移系數(shù)，稱為疊加kzs，其數(shù)值必須等于由目標(biāo)電流和電壓波形計算出的過零點位移系數(shù)，稱為目標(biāo)kzs。

上述三個條件可表示為關(guān)于n、Cp、Ls和Lm的三個方程，對其聯(lián)立求解，便得到設(shè)計結(jié)果。

2.2 能量壓縮穩(wěn)定性判據(jù)

“基波與3次諧波疊加近似法”將電流源并-串聯(lián)諧振電路描述為兩個等效子電路在三個限制條件下的線性疊加。這三個限制條件不僅給出了參數(shù)計算方法，而且也為分析電路在不同功率下的能量壓縮狀態(tài)提供了途徑。

圖2a中的負(fù)載RC等效模型參數(shù)Ro1、Co1和Co3取決于功率Po[15]，因此用“基波與3次諧波疊加近似法”計算出的參數(shù)n、Cp、Ls和Lm只能在給定功率Po下實現(xiàn)所設(shè)定的放電時間，在其他功率下，用該方法不能直接描述放電時間。然而，逆向運用“功率條件”、“鎖相條件”和“過零點位移條件”可解決這個問題。這三個條件分別描述了電路的不同特性：“功率條件”描述了諧振網(wǎng)絡(luò)輸入電流ipri對功率Po的控制特性；“鎖相條件”描述了在負(fù)載等效電容隨功率變化的同時，鎖相環(huán)使得開關(guān)頻率fs變化的特性；“過零點位移條件”描述了疊加io、vo波形與目標(biāo)io、vo波形的相似程度，疊加kzs與目標(biāo)kzs的數(shù)值越接近，波形越相似。

電路在工作過程中同時進(jìn)行功率控制和鎖相控制[12]，因此ipri和fs是相應(yīng)的控制變量?！肮β蕳l件”和“鎖相條件”正是對這兩種控制過程的數(shù)學(xué)描述，因此，聯(lián)立這兩個條件，便可求得電路在各功率點的ipri和fs。換言之，將額定功率下計算出的n、Cp、Ls、Lm和在某一其他功率下計算出的Ro1、Co1、Co3代入“功率條件”和“鎖相條件”，聯(lián)立求解便得出該功率下ipri和fs的值。此時，“過零點位移條件”便是不同功率下能量壓縮情況的分析依據(jù)，具體如下：將前面計算出的ipri和fs代入兩個子電路中并疊加得到疊加kzs，將該疊加kzs與根據(jù)io-v估計出的目標(biāo)kzs相比較，二者相差越小說明實際放電時間比例越接近于目標(biāo)放電時間比例，實際能量壓縮程度也就越接近目標(biāo)波形的能量壓縮程度。

現(xiàn)用上述方法舉例討論CLLC諧振網(wǎng)絡(luò)的能量壓縮穩(wěn)定性。表1為電源給定參數(shù)，用“基波與3次諧波疊加近似法”分別在Δtdis-v→0和Δtdis-v→Ts/2時計算出可在額定功率下實現(xiàn)最小放電時間比例kdis-min和最大放電時間比例kdis-max的兩組諧振參數(shù)見表2。兩組設(shè)計結(jié)果中只有Ls不同。

表1 電源給定參數(shù)Tab.1 Given parameters of power source

表2 CLLC諧振網(wǎng)絡(luò)設(shè)計結(jié)果Tab.2 Design results of CLLC resonant tank

圖3 目標(biāo)kzs和疊加kzs的一致性Fig.3 Correspondence between the targetkzsand the superposedkzs

根據(jù)表2中的兩組設(shè)計結(jié)果，分別計算出不同功率下的目標(biāo)kzs和疊加kzs并連成曲線，如圖3所示。作為對照，將不同功率下由正弦目標(biāo)電壓電流波形計算得出的過零點位移系數(shù)也繪于圖3中，稱之為目標(biāo)kzs-sin。當(dāng)Ls=35.6μH時，疊加kzs在整個功率范圍內(nèi)都非常接近對應(yīng)于kdis-min的目標(biāo)kzs，并且遠(yuǎn)離正弦目標(biāo)kzs-sin。因此，各個功率下的實際放電時間都逼近相應(yīng)功率下的最小目標(biāo)放電時間，即在整個功率范圍內(nèi)能量壓縮率始終接近最高值，維持了能量壓縮的穩(wěn)定性。同理，當(dāng)Ls=49.0μH時，疊加kzs也在整個功率范圍內(nèi)非常接近對應(yīng)于kdis-max的目標(biāo)kzs，并且同樣遠(yuǎn)離正弦目標(biāo)kzs-sin，使得各個功率下的實際放電時間都接近其最大目標(biāo)值，即能量壓縮率在整個功率范圍內(nèi)穩(wěn)定地逼近最低值。由此可見，用“基波與3次諧波疊加近似法”在額定功率下設(shè)計出的參數(shù)，能夠保證在其他不同功率下也實現(xiàn)與額定功率相近的能量壓縮程度，證明了放電能量壓縮的全功率范圍穩(wěn)定性。

綜上所述，在全功率范圍內(nèi)維持放電能量壓縮穩(wěn)定性的條件可表示為

3 基于旁路輔助電容的零電壓開關(guān)

本文通過給電流源逆變器增加輔助電容來實現(xiàn)零電壓開關(guān)，其電路結(jié)構(gòu)和主要波形如圖4所示。每個串聯(lián)二極管VD1～VD4并聯(lián)相同的輔助電容CVD1～CVD4，其容值遠(yuǎn)大于二極管寄生電容，使本來流經(jīng)二極管寄生電容的絕大部分漏電流流經(jīng)CVD1～CVD4。在H橋正負(fù)極之間并聯(lián)輔助電容Cb，使橋臂換流時本來流過逆變器的絕大部分電流流經(jīng)Cb。主回路中的電流在特定階段內(nèi)被旁路到輔助電容支路中，因此Cb和CVD1～CVD4統(tǒng)稱為“旁路”輔助電容。圖4a中CS1～CS4表示開關(guān)S1～S4的寄生電容，虛線所標(biāo)電容為VD1～VD4的寄生電容，其容值被CVD1～CVD4湮沒，后續(xù)分析將其忽略。為便于分析，CS1～CS4的容值統(tǒng)一記為CS，而CVD1～CVD4的容值統(tǒng)一記為CVD。

軟開關(guān)原理可用每個周期中的8個電路工作模態(tài)來解釋，由于電路對稱性，只需分析半周期[t0,t4]內(nèi)4個工作模態(tài)，如圖5所示。

圖4 有旁路輔助電容的電流源逆變器及其主要波形Fig.4 Current-fed inverter with bypass auxiliary capacitors and its main waveforms

圖5 有旁路輔助電容的電流源逆變器工作模態(tài)Fig.5 Operation stages of current-fed inverter with bypass auxiliary capacitors

模態(tài)1 [t0,t1]：t0之前是開關(guān)管死區(qū)，驅(qū)動信號vg1～vg4均為高電平，S1～S4全部開通，輸入電流Iin經(jīng)VD2、S2、S3和VD3支路注入諧振網(wǎng)絡(luò)。在t0時刻，S2和S3關(guān)斷，逆變器輸出電流ipri和流過開關(guān)管的電流iS2、iS3迅速減小，并轉(zhuǎn)移至寄生電容CS2、CS3和輔助電容Cb中，如圖5a所示。由于Cb＞＞CS2、CS3，流過Cb支路的電流iCb遠(yuǎn)大于流過CS2和CS3的電流，即原來流過H橋并注入諧振網(wǎng)絡(luò)的電源電流Iin絕大部分被抽取到旁路電容Cb支路，只有很小的殘余電流流過CS2和CS3對其充電，因此S2和S3兩端電壓vS2和vS3上升緩慢，實現(xiàn)了開關(guān)管的零電壓關(guān)斷，如圖4b所示。同時，只有很小的電流流過CVD1和CVD4并對其放電，使其兩端電壓緩慢減小，當(dāng)減為零時VD1和VD4開通，該模態(tài)結(jié)束。開關(guān)管關(guān)斷電壓上升率取決于Cb和CS的比值，該比值越大，關(guān)斷電壓上升越緩慢。

模態(tài)2 [t1,t2]：在t1時刻，VD1和VD4導(dǎo)通，電源電流Iin的流通路徑再次發(fā)生變化，Iin幾乎全部經(jīng)VD1、S1、S4和VD4注入諧振網(wǎng)絡(luò)，如圖5b所示。為了使Cb不再抽取較大電流而影響諧振網(wǎng)絡(luò)工作，諧振電容Cp應(yīng)遠(yuǎn)大于旁路電容Cb。諧振網(wǎng)絡(luò)輸入電壓vpri在電源電流激勵下逐漸增大，如圖4b所示。Cb、CS2和CS3兩端電壓受vpri鉗位，vpri的增大在這三個電容上產(chǎn)生了位移電流并對其充電，但充電電流較小而不影響諧振網(wǎng)絡(luò)正常工作。CS2和CS3的充電電流分別流過VD2和VD3，直至vpri增大到峰值時停止，本模態(tài)結(jié)束。

模態(tài)3 [t2,t3]：在t2時刻，vpri增大至峰值，隨后逐漸減小。t2之前，vpri在CS2和CS3中產(chǎn)生流過VD2和VD3的位移電流，而在t2之后，CS2和CS3中的位移電流方向改變，流過輔助電容CVD2和CVD3，使VD2和VD3開始承受逐漸增大的反向電壓vVD2和vVD3，同時vS2和vS3逐漸減小，如圖4b和5c所示。S2（S3）和VD2（VD3）電壓之和等于vpri，因此vS2和vS3下降率小于vpri，當(dāng)vpri減小為零時，vS2或vS3還未減小至零，如圖4b所示。在弱感性工作狀態(tài)下，鎖相環(huán)控制器檢測到vpri過零點后延時一小段時間Δt0才觸發(fā)S2和S3開通，從而結(jié)束該模態(tài)。若在本模態(tài)中vS2和vS3下降較慢，無法在Δt0內(nèi)減小至零，開通過程便是硬開通；若vS2和vS3下降較快，在Δt0內(nèi)減小為零，開通過程便是零電壓開通。vS2或vS3下降率由電容比值CVD/CS決定，因此為實現(xiàn)零電壓開通，旁路電容CVD1～CVD4需要取足夠大的值。假設(shè)電路中未加CVD1～CVD4，上述電容比值則取決于二極管寄生電容，該值往往很小而使本模態(tài)中S2或S3兩端電壓下降率很慢，如圖4b虛線電壓vS3所示，因此無法實現(xiàn)零電壓開通。

模態(tài)4 [t3,t4]：t3之前S2和S3兩端電荷已經(jīng)被抽取完畢并使反并聯(lián)二極管導(dǎo)通，因此t3時刻S2和S3的開通不影響電路其余部分的工作狀態(tài)。直到t4時刻S1和S4關(guān)斷，此模態(tài)結(jié)束并且開始下半周期[t4,t8]。此后工作過程與上述模態(tài)1～4相似。

由上述4個模態(tài)可知，H橋上、下管直通時，Cb兩端電壓vbus為負(fù)，因此不會出現(xiàn)橋臂直通放電。

CVD的取值方法可由模態(tài)3分析得出。將模態(tài)3中vpri、vS3和vVD3的波形繪成圖6的形式，其中S3在vS3在減小為零時立即開通，稱為零電壓開通臨界情形。三個電壓滿足vpri=vS3+vVD3。圖6中ΔVS和ΔVVD分別為vS3和vVD3在模態(tài)3內(nèi)的變化量，ΔVS等于vpri的峰值。Δt0在鎖相環(huán)控制器中設(shè)為定值[12]，而用文獻(xiàn)[10,12]的方法可得到vpri的數(shù)學(xué)表達(dá)式，因此ΔVS和ΔVVD可計算得出。CS3和CVD3在模態(tài)3內(nèi)流過相同電流和電荷，所以存在關(guān)系為

圖6 零電壓開通臨界情況Fig.6 Critical condition of zero voltage turning on

式（2）稱為零電壓開通的臨界條件。為保證可靠的零電壓開通，CVD應(yīng)大于由式（2）計算出的結(jié)果。

由模態(tài)1和2分析可得，Cb＞＞CS，Cp＞＞Cb，結(jié)合式（2）可知旁路輔助電容Cb和CVD應(yīng)當(dāng)滿足

由上述分析可知，零電壓開關(guān)的實現(xiàn)主要取決于輔助電容的取值，與電流、功率大小無關(guān)，因此所提出的方法可實現(xiàn)全功率范圍內(nèi)的零電壓開關(guān)。

4 實驗驗證

根據(jù)表1和表2中的參數(shù)，搭建了一臺350W實驗樣機(jī)，分別對能量壓縮的全功率范圍穩(wěn)定性和旁路輔助電容工作原理進(jìn)行驗證。變壓器一次電壓、電流分別用探頭P5200A和CWT015測量，二次電壓、電流分別用探頭P6015A和20Ω串聯(lián)檢測電阻來測量，波形用示波器TPS2024記錄。

4.1 能量壓縮穩(wěn)定性驗證

能量壓縮穩(wěn)定性可從不同功率下的輸出電壓、電流波形上判斷。圖7為取電感Ls=35.6μH時分別在70W、205W和350W下測得的輸出電壓vo和輸出電流io波形及其諧波分析結(jié)果。負(fù)載發(fā)生放電時，io上會出現(xiàn)密集的微放電電流。測量半周期內(nèi)微放電電流的持續(xù)時間，可得到放電時間Δtdis。三個功率下的Δtdis較為接近，即功率的改變并未使Δtdis發(fā)生太大變化，因此額定功率下實現(xiàn)的能量壓縮同樣存在于其他功率下，能量壓縮狀態(tài)具有穩(wěn)定性。圖1b表明能量壓縮的實現(xiàn)是由于電流io上疊加了3次諧波分量，因此可用圖7所示的不同功率下vo和io波形的各次諧波含量來解釋能量壓縮穩(wěn)定性：CLLC諧振網(wǎng)絡(luò)在不同功率下穩(wěn)定地產(chǎn)生3次諧波電壓、電流分量，且其含量與基波分量的比值始終遠(yuǎn)高于其他高次諧波，使得vo和io波形在不同功率下保持相似的形狀，而只在幅值上有所變化。因此，電壓、電流波形及其3次諧波含量的穩(wěn)定性決定了能量壓縮的穩(wěn)定性。負(fù)載等效電容隨功率增加而增大，使諧振頻率在功率調(diào)節(jié)過程中發(fā)生變化，而CLLC諧振網(wǎng)絡(luò)有四個諧振元件，與LC諧振網(wǎng)絡(luò)相比，大大削弱了功率變化對諧振頻率的影響，并使諧振網(wǎng)絡(luò)的頻率特性變化不大，保證了電源輸出穩(wěn)定的3次諧波分量和電壓、電流波形，這便是能量壓縮穩(wěn)定性的根本原因。

圖7 不同功率下輸出電壓和電流波形及諧波分析結(jié)果Fig.7 Waveforms and harmonic analysis results of output voltage and output current at different powers

能量壓縮穩(wěn)定性可進(jìn)一步從不同功率下的材料處理效果上判斷。表2中的兩組參數(shù)只有Ls不同，因而實驗樣機(jī)分別采用這兩個Ls值（35.6μH和49.0μH），在不同功率下對聚乙稀薄膜樣品處理0.6s，然后測量相應(yīng)的水接觸角。作為參照，采用文獻(xiàn)[11]中的電流源并聯(lián)諧振電源實現(xiàn)正弦電流輸出，并在相同條件下處理聚乙稀樣品。圖8a分別給出了Ls=35.6μH和Ls=49.0μH以及在正弦輸出情況下水接觸角值隨功率的變化情況。圖8b給出了相應(yīng)條件下測得的實際放電時間比例隨功率變化的情況，以及用“基波與3次諧波疊加近似法”估計出的各功率下的最大目標(biāo)放電時間比例kdis-max和最小目標(biāo)放電時間比例kdis-min。結(jié)合圖8a和圖8b可知，在額定功率350W下，當(dāng)Ls=35.6μH時kdis從正弦情況的0.53壓縮到0.33，相應(yīng)地使接觸角從66.7°減小為62.1°；相反地，當(dāng)Ls=49.0μH時kdis從0.53拉伸到0.69，相應(yīng)地使接觸角從66.7°增大為70.5°。由此表明，能量壓縮增強(qiáng)了表面處理效果，而能量拉伸削弱了表面處理效果。不僅如此，由圖8可知，各個功率下的能量壓縮或能量拉伸趨勢總保持與額定功率下相同，接觸角減小或增大的效果在全功率范圍內(nèi)都穩(wěn)定地存在。同時，當(dāng)Ls=35.6μH和Ls= 49.0μH時，實測的kdis在全功率范圍內(nèi)分別逼近目標(biāo)kdis-min和目標(biāo)kdis-max。因此，上述實驗結(jié)果證明了CLLC諧振網(wǎng)絡(luò)能夠?qū)崿F(xiàn)全功率范圍內(nèi)穩(wěn)定的能量壓縮，在功率大范圍變化的場合始終能夠提升表面處理效果，同時也驗證了能量壓縮穩(wěn)定性判據(jù)的合理性。處理效果隨時間衰退的特性將在后續(xù)研究中進(jìn)一步探討。

圖8 不同電感Ls和功率Po下測得的水接觸角和放電時間比例Fig.8 Water contact angles and discharge time ratios measured with different inductanceLsand powerPo

4.2 零電壓軟開關(guān)驗證

電流源逆變器的有源開關(guān)S1～S4選用IGBT IKW15N120H3，其寄生電容CS=75pF左右，串聯(lián)二極管VD1～VD4選用快恢復(fù)二極管IDP18E120。根據(jù)式（3）給出的旁路輔助電容Cb和CVD的選取原則，取Cb=6.6nF（三支2.2nF電容并聯(lián)），CVD=2.2nF。在PSIM中對圖1的電路進(jìn)行仿真，輸入電流Iin用理想電流源實現(xiàn)。圖9給出了額定功率下在增加旁路輔助電容前后逆變器的仿真和實驗波形，用以驗證旁路輔助電容在實現(xiàn)ZVS中的作用。圖9中的實驗波形逼近仿真結(jié)果。若無旁路輔助電容，開關(guān)管S3兩端電壓vS3在幅值減小時變化緩慢，不能緊跟著逆變器輸出電壓vpri減小而減小，使得S3開通時兩端尚有電荷存在，因此開通過程為硬開通；S3關(guān)斷使橋臂換流，ipri減小，同時vS3快速上升，因此關(guān)斷過程為硬關(guān)斷，如圖9a和圖9b所示。若電路中增加旁路輔助電容，vS3在幅值減小時其變化率接近vpri，S3開通時vS3已經(jīng)減小為零，因此開通過程為零電壓開通；S3關(guān)斷使ipri減小為零，隨后vS3緩慢上升，因此關(guān)斷過程為零電壓關(guān)斷，如圖9c和圖9d所示。未加輔助電容時ipri的實際波形接近理想方波，而增加輔助電容后，由于Cb抽取了部分輸入電流，ipri的脈動增加，并且在ipri過零點附近多出了一小段電流近似為零的時期，這段時間對應(yīng)于vS3的緩慢上升階段。因此，上述仿真和實驗結(jié)果與零電壓軟開關(guān)的理論分析相吻合。

圖9 軟開關(guān)仿真和實驗波形Fig.9 Simulation and experimental waveforms of soft-switching

5 結(jié)論

本文提出了一種可在全功率范圍內(nèi)通過介質(zhì)阻擋放電能量壓縮提升材料表面改性效果，同時具備可靠寬范圍軟開關(guān)能力的電流源CLLC并-串聯(lián)諧振型等離子體驅(qū)動電源。通過對電流源CLLC諧振電路進(jìn)行分頻疊加描述，提出了一種放電能量壓縮在全功率范圍內(nèi)穩(wěn)定性的判斷方法，從而證明了CLLC諧振網(wǎng)絡(luò)所實現(xiàn)的放電能量壓縮效果在整個功率變化范圍內(nèi)都穩(wěn)定存在。同時，通過給電流源逆變器增設(shè)輔助電容，并依據(jù)簡單的參數(shù)設(shè)計原則選取電容值，便可構(gòu)建電流旁路通路，實現(xiàn)開關(guān)管的零電壓開關(guān)和放電電源的高效運行。因此，電流源CLLC并-串聯(lián)諧振型等離子體驅(qū)動電源是一種適用于材料表面處理的有效方案。

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A Current-Fed Resonant Plasma Source with Energy Compression Over Full Power Range

Hao Shiqiang1Chen Changyi1Li Wuhua1Gu Xiaowei2He Xiangning1
（1. College of Electrical Engineering Zhejiang University Hangzhou 310027 China 2. School of Informatics and Electronics Zhejiang Sci-Tech University Hangzhou 310018 China）

A current-fed resonant plasma source is proposed for the atmospheric-pressure dielectric-barrier-discharge surface treatment. The energy transfer time in each period is compressed over the full power range by constructing a parallel-series resonant tank, which improves the surface treatment effects at different powers. A method for judging the energy compression stability over the full power range is also developed. And then, by adding bypass auxiliary capacitors in the inverter, the current bypass channels are established. Hence, the power device zero-voltage-switching and the inverter high- efficiency operation were achieved. The auxiliary capacitance selection principle is derived. Finally, a 350W prototype was built. The experimental results verified the accuracy of theoretical analysis. It is shown that the proposed resonant plasma source is an effective solution for the surface treatment.

Dielectric barrier discharge, surface treatment, energy compression, plasma source

TM46

郝世強(qiáng) 男，1988年生，博士研究生，研究方向為高壓等離子體驅(qū)動源和等離子體工業(yè)應(yīng)用。

E-mail: sqhowe98@163.com

李武華 男，1979年生，教授，博士生導(dǎo)師，研究方向為大容量功率器件應(yīng)用和高性能變流器拓?fù)洹?/p>

E-mail: woohualee@zju.edu.cn（通信作者）

國家自然科學(xué)基金（51407156），浙江省自然科學(xué)基金（LY14E070009），浙江省科技廳公益技術(shù)應(yīng)用研究計劃（2016C33018）資助項目。

2016-04-18 改稿日期 2016-05-19