用于水聲擴頻通信同步捕獲的新型匹配濾波器設計

宗 振，蔡曉冬，劉玉良

（1.浙江海洋大學船舶與海洋工程學院，浙江舟山 316022；2.浙江省近海海洋工程技術(shù)重點實驗室，浙江舟山 316022）

用于水聲擴頻通信同步捕獲的新型匹配濾波器設計

宗 振1,2，蔡曉冬1,2，劉玉良1,2

（1.浙江海洋大學船舶與海洋工程學院，浙江舟山 316022；2.浙江省近海海洋工程技術(shù)重點實驗室，浙江舟山 316022）

首先分析了影響擴頻通信同步性能的原因，論述了基于數(shù)字匹配濾波器的同步捕獲方法，對同步捕獲速度和抗噪性能進行了分析和比較，在此基礎上提出了數(shù)字匹配濾波器的改進結(jié)構(gòu)。改進后的濾波器省略了乘法單元，減少了加法單元，其通頻帶符合水聲通信的要求。仿真結(jié)果表明，濾波器硬件結(jié)構(gòu)簡化后，同步通信效果仍能得到保證。

直接序列擴頻通信；同步捕獲；數(shù)字匹配濾波器；結(jié)構(gòu)簡化

擴頻通信的顯著優(yōu)點是抗多徑干擾和抑制噪聲能力強、保密程度高[1]。上世紀九十年代之后，這項技術(shù)得到了快速發(fā)展，已成為當今社會的主流通信技術(shù)之一。對于多徑干擾嚴重、隨機噪聲強烈的水聲通信系統(tǒng)，擴頻通信是比較理想的選擇。擴頻通信最經(jīng)典的方式是直接序列擴頻（DSSS，Direct Sequence Spread Spectrum），它在移動通信、精密測距等領域應用較廣。

擴頻通信的各項關鍵技術(shù)中，同步技術(shù)最為關鍵。若不能同步或同步性能不穩(wěn)，則影響信號的接收效果。制約擴頻通信同步的原因包括載波頻率不確定、碼相位不確定等，主要由頻率漂移、傳播時延、多普勒頻移引起[2]。通信系統(tǒng)的接收同步分為同步捕獲和同步跟蹤兩個階段，同步捕獲就是搜索接收信號的偽碼初始相位，使偽碼相位差減?。ㄐ∮诙种淮a元），同步跟蹤則是進一步減小收發(fā)碼元的相位誤差（小于十分之一碼元時間），使接收端的碼元持續(xù)跟蹤發(fā)送端的碼元變化。直擴同步的主流方法有滑動相關捕獲法、順序估計快速捕獲法等?；瑒酉嚓P捕獲的基本思想是改變參考信號的相位，用一個新的相位繼續(xù)估計，直至達到同步。當擴頻碼序列很長時，滑動相關捕獲需要很長時間才能完成，這是其主要缺陷。順序估計快速捕獲法（簡稱RASE方法）原則上適用于任何擴頻調(diào)制系統(tǒng)，但是實驗發(fā)現(xiàn)信噪比極低情況下，RASE方法在知道某些接收碼先驗信息時，性能不及串行搜索法等其他方法。

相比而言，數(shù)字匹配濾波器捕獲技術(shù)具有同步快等顯著優(yōu)點，同時具有結(jié)構(gòu)復雜、硬件消耗大等缺點。本文在分析DSSS匹配濾波器結(jié)構(gòu)和同步原理的基礎上，提出濾波器結(jié)構(gòu)改進的思路和方法，最后通過仿真對改進效果進行驗證。

1 數(shù)字匹配濾波器的結(jié)構(gòu)組成和同步原理

擴頻通信系統(tǒng)的濾波器由寄存器、乘法器和加法器組成，其同步原理是：以接收端擴頻碼序列作為濾波器的抽頭系數(shù)[3]，對接收到的信號進行相關濾波，濾波器的輸出信號進入門限判決器進行抽樣判決，如果超過預設門限，表明接收相位與本地序列碼實現(xiàn)了同步。若輸出結(jié)果沒有超過預設門限，表明未實現(xiàn)同步，還需重復進行相關操作和運算，直至達到同步。數(shù)字匹配濾波器的典型結(jié)構(gòu)如圖1所示，設濾波器的輸入序列為，輸出序列為，濾波器用差分式表示為

圖1 數(shù)字匹配濾波器結(jié)構(gòu)Fig.1 Digital matched filter structure

2 濾波器的結(jié)構(gòu)改進

數(shù)字匹配濾波器在同步方面具有捕獲時間短、適合捕獲短碼、實時通信等優(yōu)勢，但硬件結(jié)構(gòu)比較復雜。為解決這一問題，可以根據(jù)濾波器系數(shù)的雙極性特點，對濾波器結(jié)構(gòu)進行簡化，具體思路如下：

2.1 省略乘法單元

根據(jù)圖1，傳統(tǒng)濾波器結(jié)構(gòu)中乘法器和加法器較多，造成資源冗余和浪費，因此本文考慮減少乘法器和加法器[3]。首先，因為濾波器系數(shù)只有+ 1和-1兩種取值，只有當系數(shù)為-1時，輸出結(jié)果才會變化，等于輸入數(shù)據(jù)的相反數(shù)。所以我們可以去除圖中的乘法器，而在加法器運算中實現(xiàn)乘法功能，也就是說若圖1中為-1，其對應支路的加法器做減法運算，實現(xiàn)乘法功能，最后得到新型濾波器結(jié)構(gòu)（去除了相關乘法器）如圖2所示[4]。將圖1中加法器改為加法樹結(jié)構(gòu)，共有9級加法樹，后一級加法器數(shù)量是前一級的一半。

圖2 去除乘法器后的濾波器結(jié)構(gòu)Fig.2 Filter structure after removing multiplier unit

2.2 減少加法單元

雖然濾波器結(jié)構(gòu)去除了乘法器，但延遲寄存器和加法器的數(shù)量沒有改變。從原理上來說，我們無法改變延遲寄存器的數(shù)量，所以應找到減少加法器數(shù)量的有效方法。圖1中，系數(shù)[C0C1C2C3C4C5C6C7]相同，同理，[Ck+0Ck+1Ck+2Ck+3Ck+4Ck+5Ck+6Ck+7]也相同。我們可以把8個系數(shù)相同的乘法器合并為1個，將圖1的結(jié)構(gòu)改為下圖3所示的結(jié)構(gòu)。圖3中乘法器數(shù)量跟原結(jié)構(gòu)相比減少了7/8，而加法器一共6級，共需63個加法器(32+16+8+4+2+1)，延遲寄存器的數(shù)量也減少了7個，如圖3的虛線框所示。

圖3 減少了加法器的濾波器結(jié)構(gòu)Fig.3 Filter structure with less adder units

得到圖3所示的結(jié)構(gòu)后，再根據(jù)圖2進行處理，將相應加法器代替乘法器的功能，便可得到一種新型濾波器結(jié)構(gòu)，如圖4所示。圖4中級數(shù)更少，雖然結(jié)構(gòu)與圖2一樣，但級數(shù)減少意味著加法器總數(shù)更少。

2.3采用多通道等效結(jié)構(gòu)

通過圖3和圖4所示的方法，能分別去除乘法器和減少加法器，提高了資源利用率，經(jīng)過分析上述濾波器輸出與傳統(tǒng)數(shù)據(jù)輸出并不相同。上述方法是將輸入數(shù)據(jù)串/并轉(zhuǎn)換，分別經(jīng)通道0至通道7濾波，之后再進行并/串轉(zhuǎn)換，形成一路輸出，即圖5中上部分虛線框內(nèi)的部分。因為進行了串/并轉(zhuǎn)換，圖中每個通道的數(shù)據(jù)速率都只有轉(zhuǎn)換前的1/8，所以每個通道濾波器的工作時間也只有原來的1/8，通過時分復用可以將8個通道相應的濾波器合并為一個，從而減少濾波器的數(shù)量，如圖5。

圖4 減少了加法器的無乘法器濾波器結(jié)構(gòu)Fig.4 Reduced adder without multiplier filter structure

圖5 2級多通道濾波器結(jié)構(gòu)Fig.5 Two-level multichannel filter structure

3 濾波器的二級級聯(lián)結(jié)構(gòu)

由上述分析可知，若要使濾波器結(jié)構(gòu)改進后與改進前（如圖1所示）的輸出一致，需要對濾波器的結(jié)構(gòu)進一步處理。需要對圖5所示結(jié)構(gòu)的8位輸出數(shù)據(jù)求和，這就必須添加一級濾波器，且該濾波器抽頭系數(shù)全為1，對應于圖5虛線框下的部分。又因為濾波器抽頭系數(shù)全為1，根據(jù)上述可知該濾波器可去除乘法器，只保留加法器，如圖6所示。

圖6 無乘法器的兩級加法樹濾波器結(jié)構(gòu)Fig.6 Two-level additive tree filter structure without multiplier unit

圖6中，濾波器結(jié)構(gòu)共需輸入加法器70個，包括第1級的63個加法器和第2級的7個。濾波器延遲由加法樹和移位寄存器產(chǎn)生，文中總共有11個采樣點。利用濾波器的抽頭系數(shù)只有1和-1的特點，得到了圖6所示的結(jié)構(gòu)。

4 仿真效果

本文將改進后的濾波器結(jié)構(gòu)（圖6）放于直接序列通信系統(tǒng)中，通信系統(tǒng)采用BPSK_DSSS調(diào)制，仿真時信道為多途信道，信道噪聲為高斯白噪聲。

4.1 擴頻通信仿真過程

擴頻通信仿真總體過程為生成信號源、信息調(diào)制、擴頻調(diào)制、信道、解擴、信息解調(diào)、仿真性能分析。擴頻調(diào)制解調(diào)總體過程如圖所示：

4.2 信源生成

信息碼元個數(shù)為64，由函數(shù)randint(1,trans_bits_num)隨機產(chǎn)生，擴頻碼長度為N_chip，本文碼長范圍為N=16-64，碼片寬度為0.05-0.1s,原始信息速率為1 kbps，碼元速率為15 kbps。

圖7 擴頻通信調(diào)制解調(diào)仿真流程框圖Fig.7 Simulation flow chart of modulation and demodulation of spread spectrum communication

4.3 BPSK_DSSS調(diào)制

BPSK_DSSS，為信息調(diào)制為BPSK的直序擴頻調(diào)制。用碼長為N_chip的擴頻碼與信息碼相乘，擴頻信號經(jīng)調(diào)制形成發(fā)射信號,考慮到水聲信道中高頻吸收衰減的限制，所以載波頻率設置為10 kHz, BPSK_DSSS的流程如圖所示。

圖8 BPSK_DSSS調(diào)制原理圖Fig.8 BPSK_DSSS modulation principle

4.4 信道

仿真信道加入高斯白噪聲，信道深度為3 m，傳輸距離是5 m。

4.5 BPSK解調(diào)

BPSK_DSSS的解調(diào)方法與調(diào)制方法相反，仿真所采用的解調(diào)方法如圖9所示。

圖9 BPSK_DSSS解調(diào)原理圖Fig.9 BPSK_DSSS demodulation schematic

本文用MATLAB軟件的FDATool工具對改進后的帶通FIR濾波器進行仿真，采用Equiripple函數(shù)法。用FDATool工具設計濾波器時，階數(shù)及系數(shù)等參數(shù)可根據(jù)要求設置，其中濾波器的幅度和相位響應如圖10。濾波器設計指標為：階數(shù)為10，信號采樣頻率Fs為510KHz,密度系數(shù)為16。根據(jù)幅頻特性和相頻特性可知，改進后的濾波器通帶范圍是9-15KHz，幅度范圍60-80dB,適用于擴頻水聲通信的要求。

圖10 FDATool工具設計濾波器相關參數(shù)及分析圖Fig.10 FDATool tool design and analysis of the relevant parameters of the filter

數(shù)字匹配濾波器一般由可編程邏輯器件實現(xiàn)，若采用可編程邏輯器件FPGA，所消耗的芯片資源見表1?？梢?，濾波器結(jié)構(gòu)改進后觸發(fā)器、查找表、邏輯單元等邏輯資源分別節(jié)約了1%、4%和5%。本文通過合理的結(jié)構(gòu)簡化，在保證匹配濾波功能的前提下，提高了通信系統(tǒng)的資源利用率。

表1 硬件資源消耗對比Tab.1 Hardware resource consumption's comparison

5 結(jié)語

本文在分析擴頻碼二值特性的基礎上，提出了一種舍棄乘法器、減少加法器的新型數(shù)字濾波器結(jié)構(gòu)。跟傳統(tǒng)的數(shù)字匹配濾波器比較，在保證同步捕獲功能相同的前提下，減少了擴頻通信系統(tǒng)的硬件資源消耗，降低了系統(tǒng)的復雜度。改進后的匹配濾波器還具有設計方便、易于理解、捕獲時間短、可在中頻捕獲等優(yōu)點，特別適用于直擴水聲通信系統(tǒng)。本文設計的數(shù)字匹配濾波器適合水聲擴頻通信的帶通要求，實際通信過程的多普勒頻偏矯正、相位頻率誤差估計等，是我們下一步的研究計劃。

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Used in Underwater Acoustic Spread Spectrum Communication Synchronization Capture New Matched Filter Design

ZONG Zhen1,2,CAI Xiao-dong1,2,LIU Yu-liang1,2
(1.School of Naval Architecture and Ocean Engineering,Zhejiang Ocean University,Zhoushan 316022; 2.Key Laboratory of Offshore Engineering and Technology of Zhejiang Province,Zhoushan 316022,China）

Firstly the influence on synchronization performance of a spread spectrum communication system is analyzed.By the description of synchronization acquisition method based on digital matched filtering, and by the theoretical analysis of synchronous acquisition speed and noise resistibility,an improved digital matched filter structure is proposed in this paper,where the original multiplication units are omitted and the quantity of addition units are decreased,and the pass-band meets the requirement of underwater acoustic communication.Finally,based on simulation results,it is shown that the hardware structure is obviously condensed on the premise of guaranteeing the same synchronization communication effect.

direct sequence spread spectrum communication;synchronization acquisition;digital matched filter;structure simplification

TN911.5；TN929.3

A

1008－830X(2016)03－0249－04

2016-03-10

浙江省公益性項目（2015C31072）；定海區(qū)科技計劃項目（2015C3101）

宗振（1993-），男，江蘇鎮(zhèn)江人，碩士研究生，研究方向：水聲工程.E-mail:1329160162@qq.com

劉玉良（1971-），男，河南唐河人，教授，博士，研究方向：信號處理與通信網(wǎng)絡，智能機器人.E-mail:13957208678@163.com