基于FPGA的寬帶ADC采集系統(tǒng)的設計與實現(xiàn)

李賽輝,劉 劍,蔣廼倜,李 偉

(中國船舶重工集團公司第七二四研究所,南京211153)

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基于FPGA的寬帶ADC采集系統(tǒng)的設計與實現(xiàn)

李賽輝,劉 劍,蔣廼倜,李 偉

(中國船舶重工集團公司第七二四研究所,南京211153)

針對寬帶采集系統(tǒng)設計中的時鐘抖動、高速ADC電路、高速數(shù)據(jù)緩存和高速數(shù)據(jù)傳輸?shù)葐栴},闡述了一種基于FPGA為主控芯片、DDRII作為緩存模塊、采樣速率為500 MHz的寬帶ADC數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)的設計與實現(xiàn)。分析了各部分對采集系統(tǒng)的影響和在設計中需要注意的問題。對設計的系統(tǒng)進行了性能測試。

雷達;信號處理;FPGA;采集系統(tǒng);ADC

0 引 言

雷達瞬時工作帶寬的擴展可獲得復雜目標的精細回波,因而也有效提高了雷達距離分辨力。因此,針對寬帶雷達的寬帶采集技術也越來越受到關注。寬帶采集系統(tǒng)的關鍵技術在于最大時鐘抖動的確定、高速ADC電路的設計、高速數(shù)據(jù)的緩存以及高速數(shù)據(jù)的傳輸。本文針對這些問題,設計了一款以FPGA為核心控制器、采用DDRII作為高速信號緩存模塊的寬帶信號采集系統(tǒng),其采樣頻率為500 MHz,中頻信號帶寬達到200 MHz。

1 寬帶采集原理及總體設計

采集系統(tǒng)將前端模擬信號轉換成數(shù)字信號。按照奈奎斯特采樣定理,當采樣頻率fs滿足大于兩倍的信號帶寬B時,可以不失真重建原信號。一個典型的寬帶采集系統(tǒng)包含信號調(diào)理電路、高速ADC轉換器、高速數(shù)據(jù)緩存模塊、微控制器及時鐘電路等。

本文采用FPGA作為采集系統(tǒng)的微控制器、DDRII緩存器作為高速數(shù)據(jù)緩存模塊,高速ADC轉換器采用ADS5463芯片。FPGA型號為Xilinx Virtex5 XC5VLX110T,ADC的量化位數(shù)為12位,采樣頻率為500 MHz,數(shù)據(jù)鎖存時間3.5 個時鐘周期,輸出電平方式為LVDS,功耗大小為 2.2 W。

寬帶采集系統(tǒng)總體設計思路為:主控芯片F(xiàn)PGA在光纖接收終端處理機的控制下接收外觸發(fā)同步信號。當同步信號到來時,FPGA將ADC轉換芯片輸出的量化數(shù)據(jù)捕獲并緩存到DDRII中,最后通過SFP光模塊將DDRII中的 數(shù)據(jù)通過光纖發(fā)送給終端處理機。其中終端處理機的控制命令包括距離起始、方位起始、方位結束以及距離波門大小等。系統(tǒng)總體設計框圖如圖1所示。

圖1 系統(tǒng)總體設計框圖

2 寬帶ADC采集系統(tǒng)關鍵技術設計

2.1 ADC時鐘抖動分析

ADC的采樣時鐘很大程度決定了系統(tǒng)的性能。它的抖動特性直接影響有效位數(shù)。抖動是時鐘沿本身不穩(wěn)定,會在較小的時間范圍內(nèi)存在較小波動。它會導致采樣芯片采樣點的不確定性,造成采樣時間的誤差,最終影響ADC芯片的采樣性能,導致SNR下降。采樣時鐘的均方根 (RMS) 抖動σT和ADC固有的RMS孔徑抖動σjiter的平方根之和等于總的有效抖動值。總的RMS抖動σT計算公式為

(1)

由于抖動影響,最大信噪比SNRdB計算公式為

(2)

其中fin為輸入信號頻率。在給定目標SNR和ADC孔徑抖動的情況下,得到最大可允許的時鐘抖動σclk為

(3)

考慮量化噪聲和抖動,則信噪比SNR計算公式為

(4)

其中Q=(A/2N-1),N為ADC量化位數(shù),A為常數(shù)。

設定N=12,fin=500×106。期望的有效位數(shù)至少為9.6位,可由有效位數(shù)ENOB計算公式:

(5)

得到信噪比SNR=59.552。 將參數(shù)帶入公式(4),計算得到σT=330×10-15s和ADS5463轉換芯片的RMS孔徑抖動典型值σjiter=150×10-15s。由式(3)得到最大可允許的時鐘抖動σjiter=294×10-15s。因此,采樣時鐘電路引入的抖動不應超過294飛秒。

2.2 ADC時鐘電路設計

大多數(shù)高速ADC芯片采樣時鐘都是差分輸入方式,如圖2所示。為了獲得對稱的共模誤差,采用變壓器耦合方式將單端輸入的時鐘轉換為差分時鐘,輸入ADC芯片時鐘管腳。

圖2 ADC時鐘輸入電路

當系統(tǒng)采用板外時鐘方式時,外時鐘為單端輸入,特征阻抗為50 Ω。通過SMA接入系統(tǒng)后,經(jīng)電阻匹配網(wǎng)絡調(diào)整特征阻抗。單端時鐘使用阻抗匹配、帶寬合理的變壓器耦合之后變?yōu)椴罘謺r鐘信號,輸入給ADC使用。這種設計的好處就是簡單,沒有使用有源器件。設計中,只要保證良好的阻抗匹配就可以保證不惡化單端輸入時鐘的抖動特性。

2.3 模擬輸入電路設計

一般的高速ADC芯片模擬輸入為差分輸入方式,而板外模擬信號使用RF電纜傳送,使用SMA引入電路板,所以需要將單端模擬信號轉換為差分模擬信號。這個過程可以使用運算放大器和變壓器完成。這兩種方式各有優(yōu)缺點。

運算放大器方式可以提供直流耦合,但是帶寬相對變壓器較小。運算放大器進行模擬信號調(diào)整,但相對變壓器引入的噪聲更多,諧波更大。所以,在不需要直流耦合時,為了保證更好的ADC性能,使用變壓器耦合方式。

如圖3所示,ADS5463沒有共模電壓輸出功能。對于變壓器次級,沒有中心抽頭需求,所以使用1∶1變壓器,靠近管腳兩端,添加端接電阻。

圖3 ADS5463模擬輸入電路

在模擬輸入走線方面,系統(tǒng)將模擬信號線繪制在PCB上,具有完整模擬GND屏蔽、參考的內(nèi)層、走線拐角使用圓弧走線及縮短走線距離。這樣避免強烈的電磁環(huán)境下對模擬輸入的干擾。

在ADC設計中,模擬輸入部分會引入相對延遲的器件主要是變壓器。在不同頻率下,變壓器的相位延遲是不同的,兩個變壓器相同頻率下的延遲可能也存在一定的誤差。但是,這是無法避免的,只能在實際硬件系統(tǒng)上進行測量。

2.4 ADC電源設計

ADC的電源設計同樣直接影響著ADC性能。ADC的電源需要保證足夠低的噪聲、紋波。電源設計中同時包含了GND網(wǎng)絡的分割。實際分割要充分考慮實際PCB布局、ADC芯片特性。

本設計中,采用線性電源模塊,避免開關噪聲。線性電源模塊輸入部分使用大感值電感,濾除系統(tǒng)中的幅值較大、頻率較低的紋波噪聲。線性電源輸出部分采用三端濾波電感,濾除幅值、頻率居中的紋波噪聲。根據(jù)靠近ADC芯片電源管腳的程度,逐級放置容值遞減、ESR值低的高品質(zhì)電容。

2.5 ADC芯片與FPGA連接信號線

ADS5463輸出的量化數(shù)據(jù)是12對差分LVDS信號,數(shù)據(jù)率為500 MHz。高速信號從ADC輸出到FPGA輸入端口極易受到外部的干擾。12對輸出信號線繪制在PCB的內(nèi)層,避免強烈的電磁環(huán)境下對模擬輸入的干擾。

在走線方面也需要保證ADC輸出的12對差分線到FPGA輸入管腳等長,并連接在FPGA同一BANK上,從而減少走線引起的數(shù)據(jù)同步問題。

2.6 FPGA緩存數(shù)據(jù)設計

本系統(tǒng)采用DDRII緩存ADC數(shù)據(jù),采用FPGA自帶的存儲控制接口IP核,直接控制DDRII存儲器的讀寫。

緩存數(shù)據(jù)流程如圖4所示。FPGA接收到控制命令后將12對LVDS差分線進來的數(shù)據(jù)先輸入FPGA的IBUFDS,再輸入IDDR。IDDR將單端輸入信號轉換成兩路輸出信號,因此FPGA通過IDDR核將原來500 MHz的信號降為250 MHz的雙路信號。

圖4 數(shù)據(jù)流程圖

FPGA將量化數(shù)據(jù)寫入DDRII的流程如下:首先將IDDR的輸出的兩路數(shù)據(jù)存入第1個FIFO中。這個FIFO的深度為16K,位寬為26位。接著將該數(shù)據(jù)放入DDRII 4Kx128b的接口FIFO中。通過這個接口FIFO將數(shù)據(jù)存入DDRII中。

當FPGA數(shù)據(jù)采集結束時,FPGA讀取DDRII中的數(shù)據(jù)到輸入緩沖FIFO中,然后將數(shù)據(jù)緩存到光纖接口fifo中,最后光纖將采集的數(shù)據(jù)發(fā)送給終端處理器。這樣一次完整的數(shù)據(jù)采集過程就結束了。

3 ADC動態(tài)特性分析

3.1 ADC測試方法

譜分析法和正弦擬合法是ADC 動態(tài)特性測試的兩種常用方法。正弦擬合法是在時域?qū)DC 的動態(tài)特性給出總體描述,只能測量一個ADC 參數(shù),不能測量其他的特性參數(shù)。在信號源諧波失真不可忽略時則很難發(fā)現(xiàn)和處理,因此其測量精度對測試信號源具有很強的依賴性。FFT法是ADC 動態(tài)特性測試中最常用的方法,其優(yōu)點是直觀、簡便,不需要大的樣本數(shù),幾乎所有ADC 的失真都可在其輸出頻譜上表現(xiàn)出來。

通過比較分析,本系統(tǒng)采用FFT分析 ADS5463的有效位數(shù)。

3.2 ADS5463有效位數(shù)測試

ADS5463有效位數(shù)的測量選用信號275 MHz為輸入信號,提供給ADC的時鐘為500 MHz。使用兩臺ROHDE&SCHWARZ的SMA100A信號源作為ADC性能測試的時鐘信號源和模擬信號源。其中,一臺信號源輸出一路參考時鐘,而另一臺則基于此參考時鐘生成ADC時鐘或者ADC采樣信號,從而實現(xiàn)兩個信號源同步。

用Xilinx ISE軟件的Chipscope軟件捕獲16384點ADC采集的數(shù)據(jù),導出并存成prn格式文件用Matlab程序?qū)υ損rn文件進行FFT分析,得到信號的SNR。由ADC有效位數(shù)計算公式ENOB得到ADC的有效位數(shù)。

在用FFT測試ADC有效位數(shù)時需要注意頻譜泄露問題,如果采樣頻率為f,選取的FFT點數(shù)為N,則頻率分辨率為f/N。輸入頻率fi須滿足:

fi=Mf/N

其中M是一個整數(shù),即在選取FFT的點數(shù)N時需要選取整周期點數(shù)。

下面以實測數(shù)據(jù)來說明這一問題。按照上面的測試步驟,選取16380點測的結果(如圖5所示)測出有效位數(shù)為10.08位。選取16384點測的結果如圖6所示。從兩幅圖可以清楚地看到非整周期的截取會產(chǎn)生頻譜泄露,得到錯誤的測試結果。

圖5 16380點FFT結果

圖6 16384點FFT結果

4 結束語

寬帶ADC采集系統(tǒng)是高分辨雷達的設計的一個難點。本文從工程實現(xiàn)的角度分析了寬帶ADC采集系統(tǒng)設計時各模塊需要注意的問題,并給出了相應的解決方法。同時,就本系統(tǒng)設計的采集系統(tǒng)給出了測試方法。實測結果表明,本設計可行,滿足要求。

[1] James Tsui(美).寬帶數(shù)字接收機[M].楊小牛,陸安南,金飚,譯.北京:電子工業(yè)出版社,2002:106-139.

[2] 丁家會.數(shù)字化接收機極限性能指標的研究[J].現(xiàn)代雷達,2005(9).

[3] 邱兆坤,王偉,馬云,陳曾平.一種新的高分辨率ADC有效位數(shù)測試方法[J].國防科技大學學報,2004(4).

Design and implementation of a wideband ADC acquisition system based on FPGA

LI Sai-hui, LIU Jian, JIANG Nai-ti, LI Wei

(No. 724 Research Institute of CSIC, Nanjing 211153)

In view of the problems such as the clock jitter, high-speed ADC circuit, high-speed data buffer and data transmission in the design of the wideband acquisition system, a wideband ADC data acquisition system is designed and implemented, with the FPGA as the main control chip, the DDRII as the buffer module, and the sampling rate of 500 MHz. The effect of each part on the acquisition system and the significant problems in the design are analyzed, and the performance of the system designed is tested.

radar; signal processing; FPGA; acquisition system; ADC

2016-07-17;

2016-09-02

李賽輝(1984-),男,工程師,碩士，研究方向:雷達信號處理;劉劍(1983-),男,工程師,碩士，研究方向:雷達信號處理、波速控制等;李偉(1983-),男,工程師,碩士，研究方向:雷達信號處理、數(shù)字波束合成等;蔣廼倜(1984-), 男,工程師,碩士，研究方向:雷達信號處理高速信號傳輸?shù)取?/p>

TN911.7

A

1009-0401(2016)04-0041-04