主瓣干擾下混合極化系統(tǒng)單脈沖角度估計方法

馬佳智, 施龍飛, 李永禎, 王雪松,2, 肖順平

(1. 國防科學技術大學電子信息系統(tǒng)復雜電磁環(huán)境效應國家重點實驗室, 湖南 長沙 410073;2. 國防科學技術大學理學院, 湖南 長沙 410073)

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主瓣干擾下混合極化系統(tǒng)單脈沖角度估計方法

馬佳智1, 施龍飛1, 李永禎1, 王雪松1,2, 肖順平1

(1. 國防科學技術大學電子信息系統(tǒng)復雜電磁環(huán)境效應國家重點實驗室, 湖南 長沙 410073;2. 國防科學技術大學理學院, 湖南 長沙 410073)

當壓制干擾源與目標方向相臨近時,雷達天線對干擾信號的接收增益很大,形成主瓣壓制干擾,對雷達目標檢測、角度測量與跟蹤構(gòu)成嚴重威脅。運用極化濾波手段可以有效抑制主瓣壓制干擾、提升雷達目標檢測能力,但其濾波輸出數(shù)據(jù)中的目標單脈沖比受到剩余干擾、目標交叉極化耦合等諸多因素影響,導致角度測量存在偏差。這某些情況下,這種角度偏差將難以忽略,甚至導致測角完全失效。本文基于混合極化單脈沖系統(tǒng),本文提出一種抗主瓣壓制式干擾的目標角度估計方法,通過對正交極化和、差通道的極化濾波與極化綜合,實現(xiàn)目標角度無偏估計,完善了極化濾波方法在單脈沖系統(tǒng)中的應用。

主瓣壓制干擾; 角度估計; 混合極化系統(tǒng); 單脈沖

0 引 言

當雷達波束主瓣內(nèi)同時存在角度不同的目標與有源壓制式干擾源時,目標回波信號在時域和頻域上被具有一定帶寬的干擾所淹沒,常規(guī)的信號處理后,單脈沖雷達無法有效檢測目標或錯誤地檢測、跟蹤干擾源[1-2]。針對這種主瓣壓制式干擾,時域或頻域的抗干擾措施均難以取得理想的效果[3],基于自適應波束形成的廣義單脈沖方法雖然能在一定程度上實現(xiàn)空域干擾抑制,并完成目標角度測量,但如果干擾源位于主瓣3 dB波束寬度內(nèi),其角度估計性能將嚴重下降[4-7]。

極化域作為時、頻、空域的重要補充,充分利用干擾信號與目標回波信號在極化域的差異,往往能夠獲得獨特的抗干擾效果[8-9],其中干擾抑制極化濾波器(interference suppression polarization filter, ISPF)得到了最為廣泛的研究與應用[3, 8-12]。將ISPF從常規(guī)的和通道應用拓展到單脈沖系統(tǒng)的差通道,并對抑制主瓣干擾后的極化濾波結(jié)果進行單脈沖測角,其角度量測值總是存在一定的偏差,該測角偏差是關于目標與干擾極化參數(shù)等參量的多元函數(shù)[3]。

本文通過建立新的單脈沖雷達直接極化濾波的輸出等效模型,進一步揭示這種有偏性的內(nèi)在原因,并基于混合極化系統(tǒng),提出一種抗主瓣壓制式角度誘偏干擾的單脈沖目標角度無偏估計方法,其核心處理可歸納為和通道極化濾波(使用ISPF)得到新的和信號,雙極化差通道聯(lián)合處理得到新的差信號,并對新和、差信號進行單脈沖處理與單脈沖比補償,進而獲得目標角度估計值。仿真結(jié)果驗證了該方法的有效性。

1 混合極化單脈沖系統(tǒng)及信號模型

1.1 混合極化單脈沖系統(tǒng)模型

鑒于目標回波極化與雷達發(fā)射極化之間存在一定的對應關系,通過采用全極化系統(tǒng),即發(fā)射和接收兩種正交極化,并調(diào)整發(fā)射極化增大目標回波極化與干擾極化的差異,盡量提升兩者之間的正交性,可以減小單脈沖系統(tǒng)直接極化濾波后的測角偏差[3]。相比于單極化系統(tǒng),全極化系統(tǒng)需要更多的發(fā)射組件,而這一要求限制了全極化系統(tǒng)的發(fā)射功率[13]。

作為一種折中,接收兩種正交極化且只發(fā)射一種極化的混合極化體制到了初步應用[14]。在本文中,采用了發(fā)射垂直線極化(vertical linear polarization, VLP)、同時接收垂直線極化與水平線極化(horizontal linear polarization, HLP)的混合極化單脈沖系統(tǒng)。

圖1為混合極化雷達對抗主瓣壓制式干擾的典型空域場景。雷達形成雙極化和、差波束,目標與干擾源均位于雷達3 dB波束寬度內(nèi),且來自不同的角度方向。

圖1 混合極化系統(tǒng)抗主瓣干擾場景Fig.1 Scenario of anti main-lobe barrage interference with hybrid polarimetric radar, where pentacles represent scattering centers and subscript represent polarization

假設A、B、C與D表示對應波束接收到的復回波信號,并且定義雷達正交極化基分別為垂直極化基(vertical polarization, V)與水平極化基(horizontal polarization, H),則混合極化系統(tǒng)兩種極化6路和、方位差(azimuth, az)與俯仰差(elevation, el)通道接收信號可以表示為

sV=AV+BV+CV+DV

(1)

sH=AH+BH+CH+DH

(2)

dVaz=(CV+DV)-(AV+BV)

(3)

dHaz=(CH+DH)-(AH+BH)

(4)

dVel=(AV+CV)-(BV+DV)

(5)

dHel=(AH+CH)-(BH+DH)

(6)

1.2 信號模型

相比于干擾源,目標往往具有更為復雜的電磁散射結(jié)構(gòu),理論計算與實驗測量均表明,高頻區(qū)的目標電磁散射可認為是分布在目標表面的等效散射中心的合成[15]。此外,為了簡化后續(xù)的推導計算,從本小節(jié)開始只考慮一維角度域,即只考慮方位向的處理。

基于圖1所示場景,經(jīng)過匹配濾波或脈沖多普勒(pulse Doppler, PD)處理后,在前時刻在第l個(l=1,2,…,L)距離單元(或PD處理中的頻點)的目標(target, t)回波信號可表示為

(7)

式中,sVt為目標垂直極化回波；sHt為目標水平極化回波；Nk為目標散射中心數(shù)量；k表示第k個散射中心；AkV為第k個散射中心的垂直極化回波幅值；AkH為第k個散射中心的水平極化回波幅值；φk為第k個散射中心的回波相位。

此外,本文假設目標存在于第ld個距離單元(或頻點),即有

AkV(l)=AkH(l)=0,l≠ld

(8)

通過第k個散射中心的極化相位描述子(γk,φk),當前時刻第k個散射中心的極化可以表示為

(9)

由于壓制式干擾在時域與頻域上對目標信號形成大范圍的遮蓋,則匹配濾波或PD處理后,當前時刻在第l個距離單元(或頻點)的干擾(jamming, j)信號為

(10)

式中,sVj為干擾信號的垂直極化分量;sHj為干擾信號的水平極化分量;AVj與AHj分別為兩種極化分量的幅值;φj為干擾信號的相位。通過干擾信號的極化相位描述子(γj,φj),干擾極化可以表示為

(11)

由于只考慮方位向的處理,則在當前時刻的混合極化雷達4路和、差通道在第l個距離單元(或頻點)的采樣為

sV(l)=sVt(l)+sVj(l)+wV(l)

(12)

sH(l)=sHt(l)+sHj(l)+wH(l)

(13)

dV(l)=ηVt·sVt(l)+ηVj·sVj(l)+wVaz(l)

(14)

dH(l)=ηHt·sHt(l)+ηHj·sHj(l)+wHaz(l)

(15)

式中,wV,wH,wVaz,wHaz分別為對應通道的高斯零均值通道噪聲,它們的功率皆為Pw。ηVt與ηHt分別為混合極化系統(tǒng)在垂直極化通道與水平極化通道的目標單脈沖比。ηVj與ηHj分別為混合極化系統(tǒng)在垂直極化通道與水平極化通道的干擾單脈沖比,此外有

ηVt=fVaz(θazt)/fV(θazt)

(16)

ηHt=fHaz(θazt)/fH(θazt)

(17)

ηVj=fVaz(θazj)/fV(θazj)

(18-1)

ηHj=fΔHaz(θazj)/fΣH(θazj)

(18-2)

式(16)～式(18),θazt為目標所在的真實方位角,即目標所有散射中心真實方位角的能量平均。θazj為干擾源所在的真實方位角。混合極化系統(tǒng)4個通道在目標角度θazt的天線電壓增益分別為fV(θazt),fVaz(θazt),fH(θazt),fHaz(θazt),在干擾角度θazj的天線電壓增益分別為fV(θazj),fVaz(θazj),fH(θazj),fHaz(θazj)。

2 極化濾波與單脈沖測角偏差

本節(jié)基于ISPF的干擾極化最佳投影準則,建立ISPF濾波后的混合極化單脈沖系統(tǒng)輸出等效模型,進一步分析導致ISPF濾波后單脈沖系統(tǒng)產(chǎn)生側(cè)角偏差的內(nèi)在原因。

由于混合極化系統(tǒng)有兩種極化的接收通道,因此存在兩種模式的極化濾波。定義第一種模式為垂直極化濾波(vertical polarization filtering, VPF),即使用ISPF抑制垂直極化和、差通道的干擾,并用干擾抑制后的兩路和、差信號進行單脈沖處理,如文獻[3]中處理。定義第二種模式為水平極化濾波(horizontal polarization filtering, HPF),即使用ISPF抑制水平極化和、差通道的干擾,并用干擾抑制后的兩路和、差信號進行單脈沖處理。

首先對VPF進行建模,基于正交投影準則,垂直極化和通道的ISPF濾波器矢量H需滿足

argH,s.t.HTsj(l) = 0

(19)

為了簡化后續(xù)推導,這里不對濾波器矢量進行歸一化處理,并保持垂直極化通道權值不變,則有

(20)

由于天線、接收通道間幅相均衡性、接收噪聲等非理想因素作用,雷達接收到的干擾信號通常是部分極化波,即干擾極化極化度(degree of polarization, DoP)小于1,極化濾波器不能夠?qū)⒏蓴_完全對消。根據(jù)文獻[16-17],ISPF的干擾抑制比(interference rejection ratio, IRR)與干擾極化度的關系為

(21)

因此,和通道濾波后仍會有殘留干擾存在,如圖2所示。由于目標回波信號在時域或頻域上是唯一的,而壓制式干擾是覆蓋式的,則純干擾信號可以從只存在干擾的時域或頻域區(qū)間上得到,如圖2中的純干擾區(qū)。

圖2 和通道極化濾波的殘留干擾Fig.2 Polarization filtering result and residual interference in sum-channel

在方位差通道的極化濾波處理中。為了對消方位差通道的干擾信號,根據(jù)極化濾波原理,差通道的極化濾波矢量L為

argL,s.t.LTdj(l)=0

(22)

由式(22),差通道極化濾波矢量可以表示為

(23)

因此,VPF處理流程分為兩步,首先根據(jù)干擾極化狀態(tài)計算和/差通道的極化濾波器矢量,如圖3所示。得到濾波器矢量后,進行極化濾波處理,如圖4所示。

圖3 VPF中極化濾波器矢量計算Fig.3 Algorithm flow of calculating the polarization filtering vectors in VPF

圖4 VPF中的和、差通道極化濾波處理流程Fig.4 Processing flow of polarization filtering in sum-channel and difference-channel in VPF

則VPF后和、差通道在第l個距離單元(或頻點)的輸出信號為

sVt(l)+sm(l)+νV(l)

(24)

ηVt·sVt(l)+ηVj·sm(l)+νVaz(l)

(25)

在式(24)、式(25)中有中間變量

(26)

νV(l)=wV(l)-wH(l)·tan γj·ei(φj)

(27)

νVaz(l)=wVaz(l)-wH(l)·ηVjtan γj·ei(φj)

(28)

在HPF模式中,按照圖3與圖4的處理流程,將兩種極化通道互換。此外,由于垂直極化通道單脈沖斜率與水平極化通道單脈沖斜率可能存在差異,定義單脈沖斜率比例因子kη為

ηVt=kη·ηHt

(29)

為了簡化后續(xù)推導,假設kη等于1,并定義一個增益因子kg,該因子可由式(20)中的VPF和通道極化濾波矢量得到

kg=-tan γjei(φj)

(30)

此時,HPF后的2路水平極化和、差信號同時乘以增益因子kg后的結(jié)果為

(31)

(32)

其中,中間變量為

(33)

式中,νHaz為HPF后方位差通道噪聲,是原始通道噪聲的線性組合,服從零均值高斯分布。

νHaz(l)=ηVj·wV(l)+kgwHaz(l)

(34)

綜合VPF與HPF的濾波結(jié)果,兩者的和通道極化濾波的結(jié)果是相同的,其差異在于差通道的濾波結(jié)果。無論VPF還是HPF,都可以理解為將目標回波交叉極化分量調(diào)制到干擾源的方向,并耦合至來自目標方向的目標主極化回波中,該耦合效應隨著kg的增大而增大。這種具有不同單脈沖比的信號產(chǎn)生的耦合是導致極化濾波后的單脈沖結(jié)果產(chǎn)生偏差的內(nèi)在原因。此外,殘留干擾會進一步增大了這種偏差。

3 無偏目標角度估計

基于上一節(jié)對極化濾波后單脈沖測角偏差產(chǎn)生機理的分析,本節(jié)著力構(gòu)建一組只表征一個單脈沖比(表征目標與干擾源角度差異)的新和信號與新差信號,從而在使用ISPF抑制干擾的同時,避免具有不同單脈沖比的目標主極化與交叉極化信號耦合所帶來的極化濾波后測角偏差。

算法處理流程如圖5所示,雷達回波采樣即式(1)～式(6)中6路通道經(jīng)過常規(guī)雷達信號處理(檢波、匹配濾波/脈沖多普勒處理、采樣)得到的采樣信號。

圖5 主瓣干擾背景下混合極化混合極化雷達 無偏目標角度估計算法流程 Fig.5 Processing flow of unbiased angle estimator based on a hybrid polarimetric monopulse radar in main-lobe interference

首先,使用ISPF對混疊有目標回波信號與干擾的和通道進行極化濾波,并對濾波后信號進行檢測(由于極化濾波器無法完全消除干擾信號,可以通過文獻[18-20]所給出的幾種檢測方法提高系統(tǒng)檢測能力),得到目標所在的距離單元(或頻點)ld,由此得到新的等效的和信號

(35)

式中,sVHt為目標合成信號

sVHt=sVt(ld)+kgsHt(ld)

(36)

其次,在得到等效和信號后,同時使用該距離單元(或頻點)的濾波前和、差通道采樣得到中間變量A與B,分別為

A=dV(ld)-ηVj·sV(ld)

(37)

B=dH(ld)-ηHj·sH(ld)

(38)

由此得到信號

dPS=A+B·kg=(ηVt-ηVj)·sVHt+νPS(ld)

(39)

其中,νPS為噪聲項,是通道噪聲的線性組合。

νPS(l)=wVaz(l)-wV(l)·ηVj+

kg·[wHaz(l)-wH(l)·ηVj]

(40)

本文將式(39)的處理稱為極化綜合(polarization synthesis, PS),并將極化綜合的結(jié)果作為新的等效差信號。

最后,對等效和、差信號進行相除運算,并將干擾單脈沖比ηVi作為補償項,可以得到目標單脈沖比ηVt的估計量為

(41)

式中,誤差項εPS為

(42)

定義中間變量C為

(43)

(44)

式中,E[]表求均值運算。又因為

(45)

故有

(46)

則εPS為零均值隨機變量。因此,式(41)中的估計結(jié)果為目標角度單脈沖比的無偏估計值。取式(41)中估計量的實部,由此得到目標方位角的無偏角度估計值為

(47)

式中,θbw為和方向圖的3dB波束寬度;km垂直極化通道的方位向單脈沖斜率。

由式(35),式(39),式(47)可以發(fā)現(xiàn),通過極化濾波與極化綜合相聯(lián)合的方法(polarizationfilteringandpolarizationsynthesis,PF-PS),可在主瓣壓制式干擾中對目標角度的進行無偏估計。

4 仿真結(jié)果

4.1 典型目標的極化散射特性

為了在驗證本文算法有效性的同時提高仿真的真實度,從三類典型目標等比模型的雙極化實測一維距離像(highrangeresolutionprofiles,HRRP)中提取仿真所需的各散射中心的極化特性,并以此三類典型目標作為后續(xù)算法性能評估仿真中的仿真對象。三類典型空中目標原型圖片及其在特定入射角的雙極化一維距離像如圖6～圖8所示(SC表示所提取的散射中心)。

圖6 目標1原型圖片及其HRRPFig.6 Prototype photo and the HRRP of target 1

圖7 目標2原型圖片及其HRRPFig.7 Prototype photo and the HRRP of target 2

圖8 目標3原型圖片及其HRRPFig.8 Prototype photo and the HRRP of target 3

目標類型散射中心數(shù)量散射中心最大間距/m各散射中心歸一化RCS各散射中心的極化相位描述子γ/(°)各散射中心的極化相位描述子φ/(°)1630．61/0．82/0．37/0．12/0．11/0．180．5/76．6/82．5/67．9/78．1/83．6-85/-109．6/29．6/-29．3/13．8/89．62614．71/0．7/0．18/0．16/0．15/0．1278．6/71．1/53．4/53．1/53．2/46．6-164/-107/44/-118/-58/133344．91/0．64/0．57/0．553．9/58．4/48．9/59．993/140/112/9

提取三類典型空中目標散射中心的極化特性后,則仿真中所有三類典型目標的多散射中心空間分布及其極化散射特性如表1所示。

4.2 主瓣壓制干擾下目標角度估計性能

本小節(jié)給出了三類典型目標在不同空域、不同干擾極化情況下,單純和、差極化濾波(VPF與HPF)后的單脈沖測角結(jié)果與PF-PS單脈沖角度估計蒙特卡羅仿真結(jié)果。為了更好地描述仿真環(huán)境參數(shù),定義3種類型的信噪比(signal to noise ratio, SNR)分別為

SNRV=|sVt(ld)|2/Pw

(48)

SNRH=|sHt(ld)|2/Pw

(49)

SNRVH=|sVHt|2/PPF

(50)

式中,SNRV為垂直極化和通道極化濾波前的SNR,SNRH為水平極化和通道極化濾波前的SNR,SNRVH為極化濾波后的和通道SNR。此外PPF為式(27)，式(35)中VPF處理后的的等效噪聲功率,則

PPF=(1+tan2γj)Pw

(51)

另定義信干比(signal to interference ratio, SIR)與信干噪比(signal to interference noise ratio, SINR)分別為

SIRinitial=|sVt(ld)|2/Pj

(52)

(53)

其中,Pj為極化濾波前的干擾功率。干擾SIRinitial為極化濾波前垂直極化和通道的干信比,SINR為極化濾波后和通道的SINR。

其他仿真設定如下所述:

(1) 考慮到環(huán)境擾動帶來的目標姿態(tài)抖動,假設目標的第k個散射中心的極化相位描述子均γk服從高斯分布N(0°, (3°)2),φk服從高斯分布N(0°, (5°)2);

(2) 雷達到目標的距離約為5 km;

(3) 雷達到干擾源的距離約為5 km;

(4) 雷達3 dB波束寬度為5°;

(5) SIRinitial=-10dB;

(6) 干擾極化度為0.99;

(7) SNRV=25 dB。

基于100次蒙特卡羅仿真,圖9與圖10給出了干擾為圓極化(γj=45°,φj=90°)時的目標1角度估計。圖11～圖13給出了干擾極化改變?yōu)?5°線極化(75°, 0°)后的目標1～目標3角度估計結(jié)果。可以發(fā)現(xiàn),VPF或HPF后的測角結(jié)果是有偏的,采用PF-PS方法后,角度估計指向目標真實所在。考慮到圖9～圖13只給出了一種干擾極化情況下的角度估計結(jié)果,無法完全驗證全部干擾極化情況下的PF-PS角度估計無偏性,圖14給出了三類目標在所有干擾極化情況下的100次蒙特卡羅仿真PF-PS角度估計均值與目標真實角度的偏差,其中圖14(d)為目標3接近干擾源時(圖10所示的空域場景)的角度估計均值偏差,可以發(fā)現(xiàn)無論干擾極化如何變化,PF-PS角度估計基本上是無偏的。此外,需要注意圖14(a)與圖14(b)中部分區(qū)域顯示的超過0.1°,這種角度偏值是SNRVH降低導致角度估計值方差增大引起的,如果蒙特卡羅仿真數(shù)增加,這種偏差將減小。

圖15與圖16給出了3類目標在所有干擾極化情況下VPF與HPF后的測角均值偏差(100次蒙特卡羅仿真),通過對比圖14～圖16,再次驗證了直接使用極化濾波抗主瓣干擾后導致的單脈沖測角有偏性影響。

圖9 干擾為圓極化(45°, 90°)且遠離干擾源時, 100次蒙特卡羅仿真的目標1角度估計結(jié)果Fig.9 Angle estimation results of target 1 with 100 Monte Carlo runs when the polarization of the interference is circular polarization (45°, 90°); And the interference source is far from the target spatially

圖10 干擾為圓極化(45°, 90°)且距離目標較近時, 100次蒙特卡羅仿真的目標1角度估計結(jié)果Fig.10 Angle estimation results of target 1 with 100 Monte Carlo runs when the polarization of the interference is circular polarization (45°, 90°); And the interference source is close to the target spatially

圖11 干擾為線極化(75°, 0°)且遠離干擾源時,100次蒙特卡羅 仿真的目標1角度估計結(jié)果 Fig.11 Angle estimation results of target 1 with 100 Monte Carlo runs when the polarization of the interference is linear polarization (75°, 0°); And the interference source is far from the target spatially

圖12 干擾為線極化(75°, 0°)且遠離干擾源時,100次蒙特卡羅 仿真的目標2角度估計結(jié)果 Fig.12 Angle estimation results of target 2 with 100 Monte Carlo runs when the polarization of the interference is linear polarization (75°, 0°); And the interference source is far from the target spatially

圖13 干擾為線極化(75°, 0°)且遠離干擾源時,100次蒙特卡羅 仿真的目標3角度估計結(jié)果 Fig.13 Angle estimation results of target 3 with 100 Monte Carlo runs when the polarization of the interference is linear polarization (75°, 0°); And the interference source is far from the target spatially

圖14 100次蒙特卡羅仿真的三類典型目標在所有干擾極化情況下的 PF-PS角度估計均值與真實目標角度的偏差 Fig.14 Bias between the mean of the results of PF-PS with 100 Monte Carlo runs and the actual angle of the 3 typical targets

圖15 100次蒙特卡羅仿真的三類典型目標在所有干擾極化情況下的 VPF后直接測量結(jié)果均值與目標真實角度的偏差 Fig.15 Bias between the mean of the angle measurements after VPF with 100 Monte Carlo runs and the actual angle of the 3 typical targets

圖16 100次蒙特卡羅仿真的三類典型目標在所有干擾極化情況下的 HPF后直接測量結(jié)果均值與目標真實角度的偏差 Fig.16 Bias between the mean of the angle measurements after HPF with 100 Monte Carlo runs and the actual angle of the 3 typical targets

5 結(jié) 論

在主瓣壓制式干擾條件下,極化濾波方法能夠有效抑制干擾,顯著提升雷達檢測性能,然而極化濾波后的目標測角結(jié)果往往是有偏的。在建立單脈沖系統(tǒng)極化濾波后輸出等效模型的基礎上,本文分析了這種測角偏差的內(nèi)在成因,并結(jié)合混合極化體制提出一種PF-PS角度估計方法。通過對純干擾信號的極化測量與角度測量,構(gòu)建一組表征目標與干擾源角度差異的新和、差信號,結(jié)合干擾源角度補償,實現(xiàn)目標的無偏角度估計。理論分析與仿真結(jié)果均證實了本文算法的正確性和有效性。本文的研究工作對于單脈沖雷達系統(tǒng)優(yōu)化設計、電子對抗等領域有著一定的參考價值。

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Angle estimation with hybrid polarimetric radar in main-lobe barrage interference

MA Jia-zhi1, SHI Long-fei1, LI Yong-zhen1, WANG Xue-song1,2, XIAO Shun-ping1

(1.StateKeyLaboratoryofComplexElectromagneticEnvironmentalEffectsonElectronicsandInformationSystem,NationalUniversityofDefenseTechnology,Changsha410073,China;2.SchoolofScience,NationalUniversityofDefenseTechnology,Changsha410073,China)

When the angle of the barrage interference source gets close to the target, the antenna gain for the interference becomes large, and the main-lobe barrage interference scenario is created, which leads to wrong detection, erroneous angle measurements and error tracking for the radar-guidance system. By polarization filtering, the interference can be suppressed effectively, however, a bias connected with the residual interference and the cross-polarization component of target echo is also introduced in. Under some conditions, this bias become too large to be ignored, which may invalidate the monopulse measurement. By polarization filtering and polarization synthesis of sum and difference channels with two orthogonal polarization, an unbiased target angle estimation based on hybrid-polarimetric system is developed.

main-lobe barrage interference; angle estimation; hybrid polarimetric radar system; monopulse

2016-03-08;

2016-09-22;網(wǎng)絡優(yōu)先出版日期:2016-10-25。

國家自然科學基金(61490692, 61201336)資助課題

TN 973.3

A

10.3969/j.issn.1001-506X.2016.12.02

馬佳智(1987-),男,博士研究生,主要研究方向為極化信號處理。

E-mail:jzmanudt@163.com

施龍飛(1978-),男,副研究員,博士,主要研究方向為雷達信號處理、雷達對抗技術。

E-mail:longfei_shi@sina.com

李永禎(1977-),男,研究員,博士,主要研究方向為極化信號處理、雷達目標識別。

E-mail:e0061@sina.com

王雪松(1972-),男,教授,博士,主要研究方向為極化信息處理、雷達目標識別、新體制雷達技術。

E-mail:wangxuesong@nudt.edu.cn

肖順平(1964-),男,教授,博士,主要研究方向為極化信息處理、雷達目標識別。

E-mail:xiaoshunping@nudt.edu.cn

網(wǎng)絡優(yōu)先出版地址:http://www.cnki.net/kcms/detail/11.2422.TN.20161025.1611.002.html