采用新型高擺率電路的電動汽車驅(qū)動控制器設(shè)計*

張 梅，黃如君

（廣州康大職業(yè)技術(shù)學(xué)院機電工程系，廣州511363）

采用新型高擺率電路的電動汽車驅(qū)動控制器設(shè)計*

張 梅*，黃如君

（廣州康大職業(yè)技術(shù)學(xué)院機電工程系，廣州511363）

為了降低電動汽車驅(qū)動控制器的成本和功耗，提出了一種采用高擺率運算放大器的嵌入式數(shù)字驅(qū)動控制器。該運算放大器包括一種新型壓擺率提升電路，以便提升負(fù)載。驅(qū)動控制器總體結(jié)構(gòu)包括8051單片機、嵌入式FLASH存儲器、定制的DSP協(xié)同處理器等模塊。采用0.18μm CMOS工藝進行了實現(xiàn)。實驗測量結(jié)果顯示，相比其他類似結(jié)構(gòu)，提出的運算放大器能夠驅(qū)動負(fù)載1 000 pF的功率晶體管，并且功耗更低僅為0.38 mW，壓擺率為0.22 V/μs，能夠滿足汽車應(yīng)用的嚴(yán)苛要求（環(huán)境溫度范圍為-40℃～160℃），并且靜電放電（ESD）特性為±4 kV。

電動汽車；高壓擺率；驅(qū)動控制器；增益提升

驅(qū)動控制器是電動汽車的關(guān)鍵部件，通過驅(qū)動控制器我們能夠?qū)π乱淮妱悠囍械膱?zhí)行器（例如［1］：電動機、繼電器、電磁噴射器、LED及電阻加熱器等）進行控制。一般情況下，驅(qū)動控制系統(tǒng)通過串行鏈路接收來自車輛管理系統(tǒng)的數(shù)字輸入。

通常情況下，CAN或FlexRay常用于實現(xiàn)車內(nèi)聯(lián)網(wǎng)，而LIN或SPI等用于本地連接［2］。為了控制執(zhí)行器，驅(qū)動控制器應(yīng)該能夠生成模擬波形，其電壓水平多達(dá)幾十伏，電流強度多達(dá)幾十安，而信號帶寬卻通常局限于幾kHz甚至更少。輸出波形經(jīng)常呈脈沖狀，比如使用脈寬/頻率調(diào)制。然而，某些負(fù)載可能也需要正弦型波形或更加復(fù)雜的波形，比如汽車揚聲器或顯示器［3］。驅(qū)動控制器的設(shè)計是充滿挑戰(zhàn)性的工作，原因在于設(shè)計的驅(qū)動控制器必須滿足嚴(yán)苛的環(huán)境要求，如：溫度范圍較廣為-40℃～160℃，靜電放電（ESD）保護高達(dá)4 kV，并且需要對欠壓/過壓或超溫情況進行保護。同時為了車用電子設(shè)備的大量推廣，其解決方案的成本必須較低。

文獻(xiàn)［4］提出了基于Freescale S12單片機的純電動汽車驅(qū)動控制器，采用模糊自整定PID控制策略，適用于大中型純電動汽車，但實現(xiàn)成本較高。文獻(xiàn)［5］采用矢量控制策略研究對電動汽車電機驅(qū)動控制器的關(guān)鍵性能進行了分析，研究的重點側(cè)重保護邏輯和可靠性，驅(qū)動負(fù)載范圍較小。

為了提高驅(qū)動控制器的集成度，從而降低尺寸和成本，本文提出了一種新的結(jié)構(gòu)，包括帶有SPI、I2C和CAN總線的8051系列單片機底板、嵌入式FLASH存儲器、定制的DSP協(xié)同處理器、電阻式DAC、電源管理單元（PMU）以及能夠驅(qū)動N型功率FET（功率場效應(yīng)晶體管）和P型功率FET的模擬緩沖器，其中的模擬緩沖器具有壓擺率提升電路和誤差檢測電路。提出的混合模數(shù)驅(qū)動控制器總面積為12 mm2，有2個驅(qū)動通道（最多有4個功率FET：2個N型以及2個P型），可以將電壓維持在60 V。

1 提出的壓擺率提升運算放大器

圖1是壓擺率提升運算放大器的總體結(jié)構(gòu)，圖2～圖4是相關(guān)構(gòu)建模塊的電路原理圖。為了關(guān)閉負(fù)反饋環(huán)上的模擬驅(qū)動器，外部反相級輸出必須與運算放大器的正輸入相連接。為了提高靈活性，放大器具有雙重雙相輸出級，這就意味著不管是利用N-MOS晶體管加上上拉電阻器還是P-MOS晶體管加上下拉電阻器均可實現(xiàn)外部反相級，這取決于實際應(yīng)用的需要［6］。

圖1 集成壓擺率提升運算放大器的結(jié)構(gòu)

核心放大器的結(jié)構(gòu)（見圖2）由級聯(lián)的3個階段構(gòu)成。輸入階段是A類差分放大器，由帶有電阻負(fù)載的P-MOS晶體管組成。第2階段是AB類放大器，是以折疊式共源共柵拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)為基礎(chǔ)。由于其結(jié)構(gòu)被設(shè)計為可以連接P型及N型功率FET，因此是雙輸出放大級［7］。圖2中集成放大器的第三階段就是壓擺率提升電路，具體電路設(shè)計如圖3所示。需要指出的是，在圖2中，壓擺率提升電路存在于兩個互補的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，為外部輸出服務(wù)。

圖2 壓擺率提升電路

為了保持良好的動態(tài)性能，同時不對功率損耗產(chǎn)生影響，并且將靜態(tài)電流保持在低水平，需要利用壓擺率提升技術(shù)。已有文獻(xiàn)提出了壓擺率提升技術(shù)，但是目標(biāo)是低電壓放大器，負(fù)載僅為幾pF［8］。其它方法是基于輸入尾電流監(jiān)測及比較［9］：一旦出現(xiàn)了回轉(zhuǎn)，就表示其中一個輸入分支的電流趨向于零，然后輔助電流就會降低。不同于上述方法，本文對從放大器第2階段反射的電流與數(shù)字可調(diào)式電流源進行了比較。圖3是電路的簡圖。這部分由M1、M2、M3以及上面的模塊組成，充當(dāng)電流比較器；一旦出現(xiàn)了快速回轉(zhuǎn)，就會觸發(fā)兩個逆變器（inv1和inv2），并且它們能夠使數(shù)字可編程電流源通過開關(guān)M4向輸出節(jié)點上注入額外電流。

圖3 帶有輸入、AB類雙輸出以及壓擺率提升的核心放大器原理圖

2 短路檢測電路

在汽車領(lǐng)域中與穩(wěn)健性相關(guān)的要求較高。例如汽車交流發(fā)電機提供的電源電壓會出現(xiàn)變化，汽車電池電壓會從啟動時的5 V（或更低）變?yōu)?0 V。因此，必須實現(xiàn)診斷電路；一旦（電池或接地線）發(fā)生短路，就可以避免發(fā)生故障或損害設(shè)備。在此驅(qū)動器中，短路保護特性已經(jīng)被集成在輸出階段中。通過分路電阻器對負(fù)載上的電流進行檢測，然后將電流值與基準(zhǔn)值比較，就可以檢測出短路。與傳統(tǒng)的解決方法不同，在此驅(qū)動器中，我們利用了遲滯比較器。

比較器的連接，如圖4所示。目的在于監(jiān)測運算放大器（即核心放大器）短路時的偏差。當(dāng)輸出節(jié)點（HV輸出）發(fā)生短路，迫使OPA_FEEDBACK信號（與HV輸出的比率為1∶3）快速發(fā)生變化，而其它的輸入引腳則保持穩(wěn)定（源于DAC）時，偏差就會出現(xiàn)。兩個比較器相輔相成，并能夠檢測到電池或接地線是否發(fā)生了短路（OPA_SHORT_HIGH和OPA_SHORT_LOW）。然后，誤差檢測單元會采取適當(dāng)?shù)拇胧ɡ纾撼鲇诎踩紤]，關(guān)閉驅(qū)動器）。

圖4 GND和V供電的短路檢測原理圖

3 集成驅(qū)動控制器結(jié)構(gòu)

本文選取的為32 kbit嵌入式閃速存儲器以及8 kbit RAM存儲器。根據(jù)文獻(xiàn)［11］將SPI、JTAG和RS232用于數(shù)字通訊（DIG I/O），同樣也添加了一個CAN接口。圖5中的DSP單元包括：用于數(shù)字信號處理的專用電路，如FIR/IIR過濾器，可以移除噪聲/干擾源；一個數(shù)控振蕩器，能夠?qū)崿F(xiàn)復(fù)雜的功能，如：數(shù)字PLL（鎖相環(huán)路）和函數(shù)生成。按照直接數(shù)字合成方法生成了正弦波或其它波形［12］。

圖5 混合信號驅(qū)動控制器結(jié)構(gòu)圖

圖5中的DAC利用了基于電阻串的結(jié)構(gòu)。在本文中，已將設(shè)計優(yōu)化為10 bit，并且獲得了低于1 LSB的非線性值、INL和DNL（典型條件下約為0.7 LSB）。電源為1.8 V且在500 kHz條件下工作時，DAC的功率損耗約為0.2 mW；DAC的增益帶寬乘積（GBP）約為2 MHz。

圖5中的片外功率FET能夠驅(qū)動幾安的負(fù)載電流，并將輸出電壓維持在60 V（這是新型48 V電池系統(tǒng)所要求的，可用于電動/混合動力汽車［9-10］）。例如，AUIRF7874Q就是合格的汽車功率FET，能夠?qū)㈦妷壕S持在60 V，并將電流維持在7 A，并且輸入電容為1 700 pF。為了使這些FET設(shè)備達(dá)到最大性能，必須向相關(guān)柵級電容（數(shù)百到數(shù)千pF）充電/放電，在幾十μs的條件下，電壓擺幅為幾伏。在這種情況下，相較于控制波形的時間分辨率（若信號的帶寬低于1 kHz，時間分辨率僅為幾ms），上升沿和下降沿可忽略不計。

為了驅(qū)動如此高的電容性負(fù)載，必須將額外的緩沖放大器放置在DAC輸出處。該放大器的設(shè)計新穎，并在壓擺率以及提供雙輸出驅(qū)動能力（可以驅(qū)動N型/P型功率FET）方面進行了優(yōu)化，詳情見第2節(jié)。

4 測試結(jié)果

采用標(biāo)準(zhǔn)的CMOS 0.18μm工藝進行了實現(xiàn)，供電電壓為1.8 V或5 V條件。驅(qū)動控制器布局圖如圖6所示，其中包括了數(shù)字部分、模擬部分以及壓擺率提升驅(qū)動器。圖7是測量設(shè)置，旨在通過SPI協(xié)議與IC進行通信。利用專用的Lab VIEW軟件及數(shù)據(jù)采集卡對即將實現(xiàn)的串行通信協(xié)議以及測量自動化進行管理。專用集成電路的面積約為12 mm2，具有兩個提出的壓擺率提升電路。對一批樣品進行了實驗測量，結(jié)果顯示：以1 000運行蒙特卡洛分析為例，圖4的比較器出現(xiàn)了滯后現(xiàn)象，結(jié)果為33 mV，并且標(biāo)準(zhǔn)偏差為0.8 mV；而實測結(jié)果為35 mV。

圖6 驅(qū)動控制器的布局圖

圖7 實驗測試設(shè)置

設(shè)置總電容性負(fù)載為1 000 pF時，實驗測量結(jié)果，如表1所示，從表1可以看出通過4 bit數(shù)字輸入的壓擺率提升電路的最佳配置。在表1的第1列中，圖3中電路的配置無法實現(xiàn)提升作用：實測壓擺率為0.04 V/μs。在表1的第2列中，電流比較器的閾值設(shè)置為最大值，提升作用為最小，并且壓擺率為0.06 V/μs。在表1的第3列中，電流比較器的閾值設(shè)置為最小值，并且提升作用為95。因此，壓擺率性能最高至0.22 V/μs。圖8是1 kHz合成正弦波的示例，驅(qū)動器并非僅限于呈脈沖狀的信號。表2總結(jié)了提出運算放大器的主要參數(shù)。

表1 不同電路配置的回轉(zhuǎn)率 單位：V/ms

圖8 合成正弦波形

表2 提出運算放大器的主要參數(shù)

利用Thermostream TP04300A系統(tǒng)反復(fù)測試在較大環(huán)境工作溫度范圍內(nèi)：-40℃～160℃（典型的汽車工作溫度）的特征，以此對提出的驅(qū)動控制器電路行為與溫度進行評估。評估過后，就會進入限定設(shè)備的階段。用于汽車領(lǐng)域的集成電路必須滿足ESD和鎖定效應(yīng)要求。鎖定測試可以保證，在設(shè)備的使用期限內(nèi)，不會打開雙極型電容結(jié)構(gòu)。靜電放電測試中，利用電流脈沖向設(shè)備施加壓力，通過集成電路每個引腳上的串行電阻器向預(yù)充電的電容器放電而獲得電流脈沖。

同時進行了不同的ESD測試。不同的ESD模型同樣也可用于保證不同ESD事件中電路的穩(wěn)健性。在這種情況下，我們的重點在于人體模型，旨在模擬ESD事件，原因在于設(shè)備會與人體相互影響。通過1.5 kΩ串行電阻器，100 pF電容器（預(yù)充了數(shù)千伏電）會在引腳上放電。在ESD測試前后都會對設(shè)備進行監(jiān)測。通過比較結(jié)果可證明，在ESD測試期間驅(qū)動器的參數(shù)無變化。驅(qū)動控制器集成電路滿足4 kV ESD要求。

表3是本文提出的基于壓擺率提升電路的驅(qū)動控制器與其他先進驅(qū)動控制器的比較結(jié)果。大多數(shù)文獻(xiàn)都是針對低電壓低功率模擬信號處理應(yīng)用，壓擺率提升電路可達(dá)幾十甚至數(shù)百V/μs，但是負(fù)載僅為幾pF，因此，這并不適合電力電子應(yīng)用領(lǐng)域。若驅(qū)動的負(fù)載增加至數(shù)千pF，壓擺率提升電路能會大幅減少，低于0.1 V/μs。相比近期提出了高負(fù)載值的文獻(xiàn)［9-10］而言，本文提出的設(shè)計是十分適合標(biāo)準(zhǔn)汽車領(lǐng)域的設(shè)計（ESD為4 kV，并且溫度范圍為-40℃～160℃），而其它設(shè)計大多是為消費性應(yīng)用領(lǐng)域所設(shè)計。與文獻(xiàn)［2］中適用于汽車領(lǐng)域的驅(qū)動器相比較后，值得注意的是我們的設(shè)計已經(jīng)在較大的汽車溫度范圍內(nèi)（多達(dá)160℃）經(jīng)過了驗證，而文獻(xiàn)［2］的溫度則局限于125℃。此外，在文獻(xiàn)［2］中，負(fù)載為100 pF時，回轉(zhuǎn)率僅為幾V/μs，但是代價就是功率損耗較大。

表3 與類似驅(qū)動控制器的比較

5 結(jié)論

提出了一種采用高擺率運算放大器的嵌入式數(shù)字輸入驅(qū)動控制器，適用于電動汽車領(lǐng)域。設(shè)計了一種新型壓擺率提升電路，以便實現(xiàn)高轉(zhuǎn)換率。采用0.18μm CMOS工藝實現(xiàn)了整個驅(qū)動控制器集成電路。壓擺率提升運算放大器的上升時間和下降時間僅為幾μs，但可以驅(qū)動高負(fù)載的片外功率FET。測試結(jié)果顯示，提出的驅(qū)動器滿足4 kV ESD要求，可以在160℃溫度下正常工作，十分適合電動汽車應(yīng)用，且實現(xiàn)成本較低。

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張 梅（1978-），女，漢族，湖南郴州人，研究生，講師，研究方向為汽車電子控制技術(shù)應(yīng)用，616664846@qq.com。

Electric Vehicle Driving Controller with New High Slew-Rate Circuit*

ZHANG Mei*，HUANG Rujun
（Department of Mechanicaland Electrical Engineering，Guangzhou Kangda Vocational Technical College，Guangzhou 511363，China）

In order to reduce the cost and power consumption of an electric vehicle driving controller，a high slew rate operational amplifier is proposed.The amplifier includes a novel slew rate enhancement circuit for lifting loads. The overall structure of the drive includes 8051 microcontroller，embedded FLASH memory，customized DSP co-processor，resistor type DAC，power management unit（PMU）as well as the analog buffer.The whole drive controller has been realized in 0.18μm CMOS technology.Experimental measurements show that compared to other similar structures，the proposed operational amplifier allows to drive 1 000 pF high loads of power FET，the power loss is only 0.38 mW，slew rate is 0.22 V/μs，and it can able to meet the automotive applications demanding（the environment temperature range is-40℃～160℃），and electrostatic discharge（ESD）characteristics of±4 kV.

electric vehicle；high slew-rate；drive controller；gain promotion

TM44

A

1005-9490（2016）06-1501-05

8520B

10.3969/j.issn.1005-9490.2016.06.042

項目來源：廣東省高職汽車專業(yè)教指委教學(xué)改革項目（GDGZQCJZW015）

2015-12-13 修改日期：2016-01-10