采用雙振蕩器結(jié)構(gòu)的低功耗CMOS溫度傳感器*

彭 華，王用鑫

（重慶電子工程職業(yè)學(xué)院應(yīng)用電子學(xué)院，重慶401331）

采用雙振蕩器結(jié)構(gòu)的低功耗CMOS溫度傳感器*

彭 華*，王用鑫

（重慶電子工程職業(yè)學(xué)院應(yīng)用電子學(xué)院，重慶401331）

為提高溫度傳感器的能量轉(zhuǎn)換效率并降低功耗，提出了一種基于雙振蕩器的CMOS溫度傳感器。提出的溫度傳感器利用兩個(gè)環(huán)形振蕩器生成隨溫度變化的頻率，通過(guò)調(diào)整線(xiàn)性頻率的差斜率，來(lái)提高溫度傳感器的線(xiàn)性度，最后使用一個(gè)頻率數(shù)字轉(zhuǎn)換器完成數(shù)字輸出。此外，還提出了一個(gè)制程補(bǔ)償方案，經(jīng)過(guò)一點(diǎn)校正法后可提高溫度傳感器的精確度。采用65 nm CMOS工藝進(jìn)行了實(shí)現(xiàn)，面積僅為0.01 mm2。測(cè)試結(jié)果顯示，校正后提出溫度傳感器的分辨率為0.2℃/LSB，并且在0～125℃的溫度范圍內(nèi)，20個(gè)實(shí)測(cè)樣品的最大誤差小于±1.2℃。相比其他類(lèi)似傳感器，當(dāng)轉(zhuǎn)換率高達(dá)480 ksample/s時(shí)，功率消耗500μW，即每次轉(zhuǎn)換的能量最小，僅為0.001μJ/sample。

溫度傳感器；雙振蕩器；制程補(bǔ)償；低功耗

隨著先進(jìn)電子設(shè)備的不斷升級(jí)和更新，微處理器熱管理、動(dòng)態(tài)隨機(jī)存儲(chǔ)器（DRAM）刷新控制以及顯示驅(qū)動(dòng)器補(bǔ)償?shù)燃夹g(shù)變得越來(lái)越重要，而這些技術(shù)的實(shí)現(xiàn)都需要溫度傳感器［1］。在這些應(yīng)用中，面積小、功率低、精確度適中以及測(cè)量范圍大是溫度傳感器的關(guān)鍵要求［2］。

基于模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC）的精確帶隙溫度傳感器［3-4］以及利用基于熱擴(kuò)散性感應(yīng)的溫度傳感器［5］并不適合，原因在于它們占據(jù)的面積較大，消耗的功率較多［6］。因此，研究人員相繼提出了基于隨溫度變化的延遲線(xiàn)的溫度傳感器、帶有定時(shí)比較器的溫度傳感器以及基于延遲鎖相環(huán)的溫度傳感器。

然而，為了達(dá)到滿(mǎn)意的溫度測(cè)量分辨率，傳統(tǒng)的溫度傳感器需要數(shù)百個(gè)逆變器，且由于環(huán)路電容器的原因，傳感器的面積相當(dāng)大，并且消耗的功率也較大，這樣才能獲得足夠的操作延遲范圍［7-8］。此外，當(dāng)電源電壓出現(xiàn)變化時(shí)，其無(wú)法正確地運(yùn)行。通常，利用基于逆變器延遲單元的溫度傳感器的精確度只限于3℃［9-10］，主要原因在于延遲單元的非線(xiàn)性度（溫度與頻率的比較）、因制程變異引起的不對(duì)稱(chēng)斜率以及電源電壓的波動(dòng)。

因此，本文設(shè)計(jì)了一個(gè)由兩種不同的環(huán)形振蕩器組成的雙振蕩器結(jié)構(gòu)，來(lái)提高傳感器的線(xiàn)性度。其主要?jiǎng)?chuàng)新點(diǎn)在于，其中一個(gè)環(huán)形振蕩器具有逆溫度相關(guān)性，這樣，頻率差異會(huì)隨溫度呈線(xiàn)性變化。此外，相較于之前的溫度傳感器［7］，通過(guò)采用制程補(bǔ)償方案以及進(jìn)行電源調(diào)節(jié)降低了提出的溫度傳感器的誤差，此誤差是因過(guò)程偏差以及電源不穩(wěn)定而引起。采用65 nm CMOS工藝進(jìn)行了實(shí)現(xiàn)，面積為0.01 mm2。采用一點(diǎn)校正法后，在0～125℃的范圍內(nèi)，提出溫度傳感器的最大誤差為±1.2℃，降低了大批量生產(chǎn)測(cè)試的成本。

1 提出的溫度傳感器結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)

圖1是提出的溫度傳感器的結(jié)構(gòu)圖。此溫度傳感器包含兩個(gè)振蕩器，可以生成隨溫度變化的頻率差。一個(gè)是隨溫度變化的振蕩器，稱(chēng)為溫變振蕩器，另一個(gè)是線(xiàn)性控制振蕩器。前者用于生成隨溫度變化的頻率。這兩個(gè)振蕩器是建立在相同的環(huán)形振蕩器結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)之上。然而，由于偏置電路不同，每個(gè)振蕩器都會(huì)具有各自顯著的特性。溫變振蕩器中環(huán)形振蕩器的頻率是延遲單元的延遲時(shí)間以及環(huán)形振蕩器的級(jí)數(shù)所決定。同樣，場(chǎng)效應(yīng)晶體管（MOSFET）的遷移率以及閾值電壓均會(huì)隨著溫度的升高而降低。由于遷移率會(huì)顯著降低，環(huán)形振蕩器的頻率就會(huì)隨著溫度的升高而減少，如圖2（a）所示。工藝角FF TT SS中，T代表Typical，S代表Slow（電流小），F(xiàn)代表Fast（電流大），一般是第1個(gè)字母代表NMOS，第二個(gè)字母代表PMOS（例如TT表示NMOS和PMOS都是Typical型）。通常，環(huán)形振蕩器的溫度與頻率關(guān)系呈非線(xiàn)性。所以，溫度傳感器的精確度會(huì)降低。此外，僅使用一個(gè)振蕩器難以獲取線(xiàn)性特征。因此，另一個(gè)線(xiàn)性控制振蕩器用于生成線(xiàn)性化的頻率差。線(xiàn)性控制振蕩器可生成用于顯示另一種溫度—頻率特征的輸出信號(hào)，如圖2（b）所示。通過(guò)調(diào)整頻率特征獲取的頻率差更具線(xiàn)性。同時(shí)，這種方法抵消了制程變異，原因在于溫變振蕩器和線(xiàn)性控制振蕩器是以相同的結(jié)構(gòu)為基礎(chǔ)。因此，本文提出的溫度傳感器既可以提高精確度也可以提升分辨率，正如圖2（c）所測(cè)。

圖1 本文提出的溫度傳感器的結(jié)構(gòu)圖

圖2 在不同工藝角情況下的頻率隨溫度變化的曲線(xiàn)

控制器生成了用于全部操作的控制信號(hào)，并且頻率數(shù)字轉(zhuǎn)換器將頻率差轉(zhuǎn)換成數(shù)字輸出。制程補(bǔ)償器和電源調(diào)節(jié)器分別用于制程變異補(bǔ)償以及電源調(diào)節(jié)。因此，獲取的輸出對(duì)制程變異以及電源變化不敏感。

2 提出的振蕩器及偏置電路設(shè)計(jì)

溫變振蕩器和線(xiàn)性控制振蕩器均是以二進(jìn)制加權(quán)電流驅(qū)動(dòng)式延遲單元為基礎(chǔ)，如圖3所示。微分環(huán)形振蕩器由電流驅(qū)動(dòng)式延遲單元組成，可用于促進(jìn)共模噪聲抑制。多相時(shí)鐘用于生成高分辨的數(shù)字輸出。

圖3 二進(jìn)制加權(quán)電流驅(qū)動(dòng)式延遲單元

鑒于電壓峰值儲(chǔ)備問(wèn)題，當(dāng)電源電壓降低至1.2 V時(shí)，難以實(shí)現(xiàn)常規(guī)溫度傳感器的偏置電路，如圖4（a）所示。它可能會(huì)失靈，原因在于其結(jié)構(gòu)包含3個(gè)堆疊的MOSFET，并且每個(gè)MOSFET的閾值電壓均是電源電壓的三分之一到二分之一。為解決此問(wèn)題，本文使用了另一種結(jié)構(gòu)，如圖4（b）所示。設(shè)計(jì)M4和M7的目的在于，讓其與M1起著相同作用，而不是二極管連接設(shè)備（M1），這樣可以確保設(shè)備在飽和區(qū)域內(nèi)運(yùn)行。利用此新型結(jié)構(gòu)能夠節(jié)省大部分電壓預(yù)算。當(dāng)偏置電路的電源電壓超過(guò)晶體管的閾值電壓時(shí)，二極管連接PMOS M4會(huì)開(kāi)啟，M7也會(huì)開(kāi)啟。M7與電源電壓水平和M8的源相連接。然后，二極管連接PMOS M8會(huì)開(kāi)啟。M8會(huì)向節(jié)點(diǎn)VBN充電。當(dāng)VBN的水平超過(guò)閾值電壓時(shí)，M6和M9會(huì)開(kāi)啟。最終，偏置電路生成了偏置電壓水平VBP和VBN。

圖4 兩種線(xiàn)性控制振蕩器的偏置電路

隨著溫度的升高，圖4所示結(jié)構(gòu)中場(chǎng)效應(yīng)晶體管MOSFET的載流子遷移率μ與閾值電壓VTH均會(huì)降低［3，4］，如式（1）、式（2）所示：

根據(jù)α冪數(shù)定律［16］，通過(guò)M8的電流可表示為：

原因在于M8在飽和區(qū)域內(nèi)運(yùn)行。系數(shù)α表示取決于設(shè)備通道長(zhǎng)度的速度飽和冪數(shù)（1≤α≤2）。將式（1）和式（2）代入式（3），并且某些系數(shù)進(jìn)行簡(jiǎn)化后，就可獲得下列等式：

式中，km由工藝滲雜條件確定，A和B分別為：

如果我們利用泰勒級(jí)數(shù)擴(kuò)展α冪項(xiàng)，式（4）可表示為：

式中，C（nn=1，2，3，…）表示取決于的多項(xiàng)式系數(shù)。

環(huán)形振蕩器的頻率F由延遲單元的延遲時(shí)間以及環(huán)形振蕩器的級(jí)數(shù)確定。延遲時(shí)間t很大程度上依賴(lài)于通過(guò)延遲單元的電流，如下所示：

式中，Cload是每個(gè)延遲單元輸出節(jié)點(diǎn)的電容，V50%是從高到低以及從低到高過(guò)渡時(shí)邏輯的過(guò)渡電壓，Isat是MOSFET的飽和電流?，F(xiàn)在，我們可以利用式（7）表示溫變振蕩器與線(xiàn)性控制振蕩器之間的關(guān)系。兩個(gè)振蕩器的頻率差可表示為：

式中，F(xiàn)T(T)和FL(T)分別表示溫變振蕩器和現(xiàn)行控制振蕩器的頻率。在此等式中，由于常數(shù)km由工藝摻雜條件［7］確定，應(yīng)通過(guò)調(diào)整設(shè)備通道長(zhǎng)度選取α，用以在式（7）中制作一個(gè)線(xiàn)性項(xiàng)。應(yīng)通過(guò)調(diào)整系數(shù)A和Cn消除其它非線(xiàn)性項(xiàng)。例如，如果km為-1.5，我們可以選取為1.5的α，這樣，一級(jí)項(xiàng)可以構(gòu)成溫度與頻率的線(xiàn)性關(guān)系，并且通過(guò)調(diào)整VGS和W就可以消除其它項(xiàng)。如果將線(xiàn)性控制振蕩器的柵過(guò)驅(qū)動(dòng)電壓（VGS-VTH）設(shè)置為較小值，線(xiàn)性控制振蕩器就會(huì)具有逆溫度相關(guān)性［10］。

制程變異在很大程度上影響了飽和電流以及延遲單元的延遲。在本文提出的溫度傳感器中，來(lái)自制程補(bǔ)償器的信號(hào)Sel＜0∶3＞會(huì)使延遲單元二進(jìn)制加權(quán)電流源的強(qiáng)度發(fā)生變化以補(bǔ)償制程變異，而其反過(guò)來(lái)也會(huì)使振蕩器頻率斜率在整個(gè)制程變異中保持不變。由于僅有W發(fā)生了改變，km或α不受W控制，這表示此制程補(bǔ)償不受傳感器分辨率的影響。兩個(gè)振蕩器均使用1 V的穩(wěn)定電壓，以降低對(duì)電源的依賴(lài)性。調(diào)節(jié)器將電源噪聲降低了33 dB。此外，因電源噪聲引起的誤差僅限于±0.1℃。因此，本文提出的溫度傳感器對(duì)制程變異以及電源噪聲具有很強(qiáng)的穩(wěn)健性。

3 制程補(bǔ)償器

圖5是制程補(bǔ)償器的方框圖，其時(shí)序圖如圖6所示。振蕩器的頻率范圍取決于工藝條件，如圖2所示。因此，制程補(bǔ)償器可以通過(guò)檢查振蕩器的頻率范圍檢測(cè)出制程變異。簡(jiǎn)易切換計(jì)數(shù)器能夠檢測(cè)出給定溫度下振蕩器的頻率范圍，并將結(jié)果存儲(chǔ)為：q0～q2。在制程補(bǔ)償模式下，首先，制程補(bǔ)償器會(huì)將存儲(chǔ)數(shù)據(jù)重置為典型工藝角的數(shù)值。然后，檢測(cè)器會(huì)在由基準(zhǔn)時(shí)鐘規(guī)定的固定時(shí)間內(nèi)對(duì)振蕩器的輸出進(jìn)行計(jì)算，以檢索工藝信息。編碼器會(huì)將計(jì)數(shù)器的輸出轉(zhuǎn)換成4 bit選擇信號(hào)Sel＜0∶3＞，用以控制溫變振蕩器和線(xiàn)性控制振蕩器的頻率。整個(gè)補(bǔ)償過(guò)程僅需要大約2 s。一旦制程補(bǔ)償模式結(jié)束，溫度傳感器就會(huì)使用測(cè)量模式下的選擇信號(hào)?？偠灾?，工藝角不同致使頻率曲線(xiàn)也不同，而制程補(bǔ)償器的作用在于將不同的頻率曲線(xiàn)安排在同一個(gè)頻率范圍相似的組內(nèi)。

圖5 制程補(bǔ)償器的方框圖

圖6 制程補(bǔ)償器的時(shí)序圖

4 頻率數(shù)字轉(zhuǎn)換器

圖7是頻率數(shù)字轉(zhuǎn)換器的方框圖，其中包括8 bit加減計(jì)數(shù)器、取樣器以及精確碼生成器。

圖7 頻率數(shù)字轉(zhuǎn)換器的原理圖

圖8是頻率數(shù)字轉(zhuǎn)換器的時(shí)序圖。在測(cè)量模式中，從控制器中生成的控制信號(hào)可用于計(jì)算頻率差，并且保存最終值。當(dāng)升降計(jì)數(shù)器信號(hào)為“高”時(shí)，多路復(fù)用器會(huì)選取溫變振蕩器輸出作為頻率數(shù)字轉(zhuǎn)換器的輸入時(shí)鐘。然后，計(jì)數(shù)器就會(huì)增加輸入時(shí)鐘的上升沿。相反地，當(dāng)升降計(jì)數(shù)器信號(hào)為“低”時(shí)，多路復(fù)用器會(huì)選取線(xiàn)性控制振蕩器輸出作為頻率數(shù)字轉(zhuǎn)換器的輸入時(shí)鐘。然后，計(jì)數(shù)器就會(huì)減少輸入時(shí)鐘的上升沿。每個(gè)周期結(jié)束時(shí)，取樣信號(hào)會(huì)變成“高”，并且取樣器會(huì)保存加減計(jì)數(shù)器的最終值。也就是說(shuō)，頻率數(shù)字轉(zhuǎn)換器會(huì)計(jì)算出兩個(gè)振蕩器之間的頻率差并對(duì)其進(jìn)行保存，直至下一個(gè)取樣信號(hào)變成“高”為止。若進(jìn)行下一次測(cè)量，重置信號(hào)會(huì)重置計(jì)數(shù)器，這樣就完成了一次溫度數(shù)字轉(zhuǎn)換。升降計(jì)數(shù)器信號(hào)的一個(gè)周期與一次轉(zhuǎn)換時(shí)間相同。為了防止上溢，升降計(jì)數(shù)器的頻率F升降應(yīng)遵照下列條件：

為了最大地發(fā)揮計(jì)數(shù)器的能力，升降信號(hào)的頻率應(yīng)遵照下列條件：

最終可獲得：

圖8 頻率數(shù)字轉(zhuǎn)換器的時(shí)序圖

在精確碼生成器中，控制信號(hào)可用于對(duì)4個(gè)多相時(shí)鐘（溫變振蕩器＜0∶3＞）進(jìn)行抽樣檢查，這些時(shí)鐘均是從溫變振蕩器抽取。在頻率數(shù)字轉(zhuǎn)換器中，僅有溫變振蕩器＜0＞用于計(jì)算頻率差。因此，當(dāng)溫變振蕩器＜0＞的上升沿?cái)?shù)量相同時(shí)，8 bit粗碼是相等的。然而，一旦考慮到多相時(shí)鐘，在相同的粗碼上也會(huì)出現(xiàn)不同的情況。如果在所有情況下溫變振蕩器＜0＞的上升沿?cái)?shù)量為3時(shí)，通過(guò)利用4個(gè)多相時(shí)鐘就可將精細(xì)頻率差分成8個(gè)不同的情況，如圖9所示。如果使用了帶有π/N相位差的N個(gè)多相時(shí)鐘，此溫度傳感器的分辨率會(huì)比其它溫度傳感器高出2N倍［5-6］。

本文中的4個(gè)多相時(shí)鐘能夠使分辨率增加8倍，如圖7所示。相較于利用11 bit計(jì)數(shù)器，采用精確碼生成器能夠?qū)y(cè)量帶寬提升3倍，然而分辨率卻是一樣。

圖9 精確碼生成器的量化誤差

5 模擬仿真結(jié)果

圖10和圖11是不同工藝角條件下，溫變振蕩器和線(xiàn)性控制振蕩器溫度頻率行為的模擬結(jié)果。如果僅有溫變振蕩器用于溫度傳感，需要使用兩點(diǎn)校正法對(duì)所有工藝條件下的輸出代碼進(jìn)行統(tǒng)一。此外，即使使用了兩點(diǎn)校正法，也可能因非線(xiàn)性特征導(dǎo)致不同工藝角出現(xiàn)較大誤差。利用兩個(gè)振蕩器的頻率差能夠解決此問(wèn)題，如圖12所示。由于對(duì)線(xiàn)性控制振蕩器進(jìn)行了調(diào)整用以補(bǔ)償溫變振蕩器的非線(xiàn)性特征，在所有工藝角下對(duì)兩個(gè)振蕩器的頻率差進(jìn)行線(xiàn)性化。然而，此方法也需要利用兩點(diǎn)校正法對(duì)輸出代碼進(jìn)行校正。然后，制程補(bǔ)償器和選擇信號(hào)均用于控制延遲單元的電流，可補(bǔ)償制程變異。圖13（a）是帶有制程補(bǔ)償器的溫度頻率差特征。如圖13（a）所示，在相同溫度范圍內(nèi)對(duì)一點(diǎn)進(jìn)行制程補(bǔ)償后，對(duì)圖11中的所有曲線(xiàn)圖進(jìn)行了收集。因此，因制程變異引起的誤差最小，如圖13（b）所示。此外，此方法讓本文提出的溫度傳感器僅需要采用一點(diǎn)校正法。

圖10 溫變振蕩器溫度頻率關(guān)系的模擬結(jié)果

圖11 線(xiàn)性控制振蕩器溫度頻率關(guān)系的模擬結(jié)果

圖12 溫變振蕩器與線(xiàn)性控制振蕩器之間線(xiàn)性化頻率差的模擬結(jié)果

圖13 提出溫度傳感器的輸出頻率和誤差

6 實(shí)際測(cè)試結(jié)果

本文提出的溫度傳感器是采用65 nm CMOS工藝設(shè)計(jì)。圖14是傳感器顯微圖。包括電壓調(diào)節(jié)器在內(nèi)的溫度傳感器面積為0.01 mm2。

圖14 提出傳感器的顯微圖

圖15是用于測(cè)試芯片的實(shí)驗(yàn)設(shè)置，其中恒溫機(jī)型號(hào)為QRTH-781U，用于控制溫度，示波器型號(hào)為GDS-1062A，函數(shù)信號(hào)發(fā)生器為HP33120A。

圖15 用于測(cè)試芯片的實(shí)驗(yàn)設(shè)置

在進(jìn)行測(cè)量之前，將溫度設(shè)置為范圍的中點(diǎn)（40℃），進(jìn)行制程補(bǔ)償操作。當(dāng)恒溫機(jī)的溫度穩(wěn)定在40℃后，模式選擇信號(hào)就會(huì)啟動(dòng)制程補(bǔ)償。然后，制程補(bǔ)償器就會(huì)檢測(cè)工藝條件，并且存儲(chǔ)4 bit選擇信號(hào)Sel＜0∶3＞以控制延遲單元二進(jìn)制加權(quán)電流源的強(qiáng)度。從一開(kāi)始就進(jìn)行一次制程補(bǔ)償。制程補(bǔ)償模式完成之后，模式選擇信號(hào)會(huì)將模式改變?yōu)闇y(cè)量模式，且恒溫機(jī)的溫度會(huì)穩(wěn)定在最低溫度（-40℃）。在-40℃～130℃的范圍內(nèi)每隔10℃就會(huì)進(jìn)行一次測(cè)量。在每個(gè)測(cè)量點(diǎn)上，都會(huì)對(duì)溫度的穩(wěn)定性進(jìn)行確認(rèn)，并且重置信號(hào)會(huì)重置頻率數(shù)字轉(zhuǎn)換器，降低實(shí)驗(yàn)誤差。由于溫變振蕩器的最大頻率為230 MHz（在-40℃條件下），基準(zhǔn)時(shí)鐘為15 MHz，以防在任何情況下出現(xiàn)上溢。因此，一次轉(zhuǎn)換需要2.13μs，并且轉(zhuǎn)換率為480 ksample/s。在此條件下，利用8 bit粗碼和3 bit精確碼測(cè)量出的溫度傳感器的分辨率為0.2℃/LSB。在0～125℃的范圍內(nèi)，測(cè)量出的20個(gè)數(shù)據(jù)樣品的溫度精確度最高為±1.2℃，如圖16所示。每一溫度下的進(jìn)行了20個(gè)數(shù)據(jù)樣品測(cè)試。數(shù)據(jù)是平均過(guò)的數(shù)據(jù)，并且與其它測(cè)試芯片進(jìn)行了比較。最新的微處理器［1］需要處理來(lái)自多個(gè)溫度傳感器的信息。因此，若想節(jié)約功率，溫度傳感器必須面積小以及轉(zhuǎn)換率高。當(dāng)轉(zhuǎn)換率為480 ksample/s并且電源電壓為1.2 V（振蕩器調(diào)節(jié)的穩(wěn)壓電源為1 V）時(shí)，功率損耗為500μW。因此，每次轉(zhuǎn)換的能量為0.001μJ/sample，相比最近的類(lèi)似傳感器［6，7，10］，這是最小值。提出溫度傳感器的性能總結(jié)及比較，如表1所示。若不需要溫度傳感器，可關(guān)閉兩個(gè)振蕩器以降低功率損耗。線(xiàn)性化以及斜率補(bǔ)償?shù)恼袷幤骺梢詥⒂靡稽c(diǎn)校正法，能夠降低大批量生產(chǎn)測(cè)試的成本。

圖16 20個(gè)測(cè)試芯片的實(shí)測(cè)誤差

表1 本文中溫度傳感器的性能總結(jié)及比較

7 結(jié)論

本文提出了基于基于雙振蕩器的CMOS溫度傳感器。該傳感器采用適應(yīng)性環(huán)形振蕩器以及額外的制程補(bǔ)償器來(lái)提高線(xiàn)性度，并且提升了制程抗擾性。采用一點(diǎn)校正法后，在0～125℃的范圍內(nèi)，提出溫度傳感器的最大誤差為±1.2℃，降低了大批量生產(chǎn)測(cè)試的成本。整個(gè)模型的面積為0.01 mm2。當(dāng)轉(zhuǎn)換率為480 ksample/s并且電源電壓為1.2 V（振蕩器的穩(wěn)壓電源為1 V）時(shí)，功率損耗為500μW。每次轉(zhuǎn)換的能量為0.001μJ/sample，相較于其它傳感器，這是最小值。調(diào)節(jié)振蕩器的電源能夠進(jìn)一步降低本文提出溫度傳感器的誤差。

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彭 華（1979-），女，漢族，云南曲靖人，本科，副教授，主要研究方向?yàn)閼?yīng)用電子技術(shù)；

王用鑫（1979-），男，四川資中人，漢族，本科，副教授，主要研究方向?yàn)殡娮有畔⒐こ?，wangyongxin023@yeah.net。

Low Power CMOS Temperature Sensor with Dual Oscillator Structure*

PENG Hua*，WANG Yongxin
（Institute of Applied Electronics，Chongqing College of Electronic Engineering，Chongqing 401331，China）

In order to improve the energy conversion efficiency and reduce power consumption，a CMOS temperature sensor based on dual oscillator is proposed.The temperature sensor is used to generate the frequency with tempera?ture variation，and the linear degree of the temperature sensor is improved by adjusting the difference of linear frequency.Finally，the digital output of the digital converter is completed by using a frequency digital converter.In addition，a process compensation scheme is also proposed，for a point correction method can improve the accuracy of temperature sensor.Using 65 nm CMOS process，the area is only 0.01 mm2.The test results show that the resolution of the temperature sensor is 0.2℃/LSB，and the maximum error of the 20 measured sample is less than±1.2℃over range of 0～25℃.Compared with other similar sensors，when the conversion rate is 480 ksample/s，the power consumption is 500μW.Hence，the energy per conversion is 0.001μJ/sample，which is the lowest value.

temperature sensor；dual oscillator；process compensation；low power consumption

TP212.11

A

1005-9490（2016）06-1449-07

7230；7320R

10.3969/j.issn.1005-9490.2016.06.033

項(xiàng)目來(lái)源：重慶市教委科學(xué)技術(shù)研究項(xiàng)目（KJ1602908）

2015-12-16 修改日期：2016-01-14