一種用于移動通信四頻合路器

張長弓，陳昌明，譚忠輝

（成都信息工程大學(xué)通信工程學(xué)院，成都610225）

一種用于移動通信四頻合路器

張長弓，陳昌明*，譚忠輝

（成都信息工程大學(xué)通信工程學(xué)院，成都610225）

為縮小合路器尺寸，提出一種基于公共腔體的合路器的設(shè)計(jì)方法。采用廣義切比雪夫函數(shù)求解出支路濾波器的耦合系數(shù)，使用AWR電路仿真軟件對合路器電路模型進(jìn)行優(yōu)化，提取出合路器的耦合矩陣。最后運(yùn)用電磁仿真軟件HFSS提取出物理尺寸，加工出一款基站用四頻合路器。實(shí)測結(jié)果表明，該器件在通帶820～880 MHz的損耗小于1.6 dB，帶外抑制大于40 dB@890 MHz，與仿真結(jié)果吻合較好，具有很大的實(shí)用價值。

合路器；公共腔；電路模型；耦合矩陣

合路器將多頻段系統(tǒng)信號合路到一套室內(nèi)分布系統(tǒng)中，減少重復(fù)建設(shè)的資源浪費(fèi)和切換天線的麻煩。相比于微帶結(jié)構(gòu)，腔體合路器具備帶內(nèi)插損低、帶外抑制高、功率容量大等優(yōu)點(diǎn)被廣泛應(yīng)用于廣播、雷達(dá)和衛(wèi)星通信等系統(tǒng)中［1-2］。Macchiarella［3-4］提出三工器的設(shè)計(jì)方法：利用濾波器的低通原型，通過迭代算法綜合出各個支路的特征多項(xiàng)式和耦合矩陣。隨著合路器通道的增加，迭代速度和準(zhǔn)確度均會受到影響，反而增加了合路器設(shè)計(jì)時間。另外一種協(xié)同仿真方法［5］需要建立全腔模型，對于多路合路器，會增加仿真時間。為此，本文采用廣義切比雪夫函數(shù)綜合出各個通帶濾波器的耦合系數(shù)［6］，得到滿足單路的濾波器階數(shù)和零點(diǎn)個數(shù)。然后確定共腔個數(shù)、建立共腔合路模型、綜合出耦合矩陣。通過合路模型的建立和計(jì)算機(jī)軟件的輔助可大大降低設(shè)計(jì)時間。同時采用新型空間耦合抽頭，縮短調(diào)試時間、提高產(chǎn)品可靠性和一致性。

1 合路器的電路模型

合路器指標(biāo)如表1所示。

表1 合路器設(shè)計(jì)指標(biāo)

根據(jù)指標(biāo)所示，在820 MHz～880 MHz和890 MHz～960 MHz兩個頻帶之間間隔較窄，如何減少通帶之間相互影響和提高帶外抑制成為設(shè)計(jì)難點(diǎn)。因此，在通帶820 MHz～880 MHz、890 MHz～960 MHz和通帶1 920 MHz～2 130 MHz、2 320 MHz～2 370 MHz分別采用公共腔體相連接。這樣不僅可以減小互調(diào)失真，也能降低調(diào)試難度。為提高帶外抑制，各支路采用廣義切比雪夫?yàn)V波器，在適當(dāng)位置添加零點(diǎn)以使整個結(jié)構(gòu)更加緊密。

通過濾波器設(shè)計(jì)軟件CoupleFil得到各個支路的耦合系數(shù)、外部Q值等初始值。在滿足指標(biāo)的前提下，考慮到方腔排腔和體積的限制：通帶820 MHz～880 MHz的濾波器階數(shù)為7，2個磁耦合零點(diǎn)；通帶890 MHz～960 MHz的濾波器階數(shù)為8，1個電耦合零點(diǎn)；通帶1 920 MHz～2 130 MHz的濾波器階數(shù)為7，1個磁耦合零點(diǎn)；通帶2 320 MHz～2 370 MHz的濾波器階數(shù)為5。其中通帶內(nèi)零點(diǎn)的實(shí)現(xiàn)采用CT（Cascade Trisection）交叉耦合［7］的方式實(shí)現(xiàn)。合路器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示，其中P1為合路端口，P2、P3、P4、P5分別為通帶1、通帶2、通帶3、通帶4的端口。

圖1 合路器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖

在AWR軟件中建立如圖1合路模型。各諧振腔的諧振頻率可通過式（1）、式（2）求得［8］：

表2 合路器的耦合系數(shù)

2 腔體和抽頭的實(shí)現(xiàn)

單腔采用方腔同軸以方便整腔的布局排列。采用HFSS軟件仿真出單腔大小和高度，當(dāng)諧振柱半徑和空氣腔的半徑比例為1∶3時，腔體的品質(zhì)因數(shù)Q會達(dá)到最大?？紤]到實(shí)際情況，比例設(shè)置為1∶2.5。

耦合窗口開口尺寸和雙腔之間的距離決定耦合系數(shù)的大小。利用HFSS建立雙腔模型，運(yùn)用近似式（3），得出耦合系數(shù)K值［9］對應(yīng)耦合窗口的實(shí)際尺寸。

式中，fp1和fp2分別表示相鄰兩腔的本征頻率。結(jié)合各通道腔體的數(shù)目和零點(diǎn)的位置，腔體結(jié)構(gòu)如圖2所示。

圖2 腔體排列圖

抽頭結(jié)構(gòu)的電流密度是影響互調(diào)失真的主要因素［10-11］。傳統(tǒng)抽頭結(jié)構(gòu)多采用直接接觸式，在彎折處和連接焊點(diǎn)處形成大的電流密度［12］。文中采用一種棒式空間耦合結(jié)構(gòu)。如圖3所示，該抽頭沒有彎折且不與諧振柱直接接觸，信號傳輸通過耦合棒與諧振柱耦合的方式實(shí)現(xiàn)。因而減少了因阻抗不連續(xù)、表面粗糙度、導(dǎo)體損耗等引起的交調(diào)失真。

圖3 新型抽頭結(jié)構(gòu)

在抽頭高度和耦合棒的直徑確定之后，通過調(diào)節(jié)耦合棒深入諧振柱內(nèi)部的長度來改變抽頭時延。如圖4所示，抽頭群時延隨耦合棒長度L的變化曲線。合路模型中通帶1 920 MHz～2 130 MHz的抽頭時延τ=2.6 ns對應(yīng)耦合棒的長度L=11.4 mm，此時該端口達(dá)到理想匹配。

圖4 抽頭時延與耦合棒長度關(guān)系曲線

3 實(shí)測結(jié)果

根據(jù)尺寸加工出合路器的樣品，如圖5所示。合路器的尺寸為220 mm×128 mm。

圖5 合路器實(shí)物圖

在常溫常壓下，利用安捷倫公司N5244A矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀進(jìn)行測試。最后得實(shí)測結(jié)果和仿真結(jié)果對比如圖6所示。在圖6（a）中，通帶820 MHz～880 MHz和890 MHz～960 MHz的仿真回波損耗低于-20 dB，實(shí)測回波損耗低于-15 dB。通帶820 MHz～880 MHz由于采用了兩次交叉耦合，所以損耗隨頻率增加而增大，在880 MHz的頻點(diǎn)損耗達(dá)到了1.6 dB。頻帶間帶外抑制都大于40 dB。實(shí)測損耗和帶外抑制與仿真結(jié)果一致。圖6（b）中1 920 MHz～2 130 MHz和2 320 MHz～2 370 MHz的通帶段仿真與實(shí)測結(jié)果吻合較好，損耗小于0.6 dB，回波損耗低于-18 dB，頻帶間帶外抑制均大于60 dB。實(shí)測回波損耗曲線與理想的仿真曲線存在一定差距，但仍然滿足指標(biāo)要求。產(chǎn)生差距的原因首先是腔體內(nèi)表面沒有鍍銀，其次是加工誤差引起調(diào)諧余量的減少。

圖6 端口仿真和實(shí)測圖

4 結(jié)論

文中提出一種設(shè)計(jì)合路器的方法，基于濾波器基本理論得出各個支路濾波器的參數(shù)，通過AWR軟件進(jìn)行優(yōu)化綜合，確定合路器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。然后通過HFSS仿真軟件把理論值轉(zhuǎn)化為實(shí)際的尺寸。并提出一種棒式空間耦合結(jié)構(gòu)抽頭，提高三階互調(diào)性能。最后加工出一個合路器樣品。實(shí)測該樣品的插損、帶外抑制與仿真結(jié)果吻合較好，回波損耗略差于仿真結(jié)果。證明該設(shè)計(jì)方法的可行性，并在設(shè)計(jì)和調(diào)試周期具有一定的優(yōu)勢

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張長弓（1989-），男，漢族，河南永城人，成都信息工程大學(xué)通信工程學(xué)院，碩士研究生，主要研究方向?yàn)槲⒉ㄉ漕l電路與系統(tǒng)，zhangcgchn@163.com；

陳昌明（1971-），男，漢族，四川安縣人，成都信息工程大學(xué)通信工程學(xué)院，教授，碩士生導(dǎo)師，主要研究方向?yàn)樯漕l、微波毫米波電路與系統(tǒng)，ccming@cuit.edu.cn;

譚忠輝（1990-），男，漢族，四川達(dá)州人，成都信息工程大學(xué)通信工程學(xué)院，碩士研究生，主要研究方向?yàn)楹撩撞娐吩O(shè)計(jì)。

A Four-Channel Combiner for Mobile Communication System

ZHANG Changgong，CHEN Changming*，TAN Zhonghui
（College of Communication Engineering，ChengduUninversity of Information Technology，Chengdu 610225，China）

A design method of combiner based on common cavity is presented to reduce the size of combiner.First，coupling coefficient of each passband can be calculated by generalized Chebyshev function.Then circuit simulation software AWR is used to optimize the circuit model and extract the coupling matrix of the combiner.Finally，the physical dimensions are extracted with electromagnetic field simulation software HFSS and a combiner used for base station was made.The measured results show the IL is less than 1.6 dB in the passband of 820 MHz to 880 MHz and the out-of-band rejection level is larger than 40 dB at the frequency of 890 MHz.The measured results matches with the simulation well and the combiner has high practical value.

combiner；common cavity；circuit model；coupling matrix

TN454

A

1005-9490（2016）06-1313-04

1310

10.3969/j.issn.1005-9490.2016.06.007

2015-12-17 修改日期：2016-02-07