結(jié)合平衡和濾波技術(shù)抑制GaN電源轉(zhuǎn)換器的電磁干擾

趙凱,王闖,李尊朝,趙麗娟

(西安交通大學(xué)電子與信息工程學(xué)院, 710049, 西安)

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結(jié)合平衡和濾波技術(shù)抑制GaN電源轉(zhuǎn)換器的電磁干擾

趙凱,王闖,李尊朝,趙麗娟

(西安交通大學(xué)電子與信息工程學(xué)院, 710049, 西安)

針對GaN Boost型電源轉(zhuǎn)換器的電磁干擾降低電源可靠性的問題,提出了一種結(jié)合阻抗平衡和濾波技術(shù)抑制GaN Boost電源轉(zhuǎn)換器電磁干擾的方法。由于阻抗平衡技術(shù)利于抑制低頻共模電磁干擾,而濾波技術(shù)利于抑制高頻共模電磁干擾,所以將兩者結(jié)合以抑制GaN Boost型電源轉(zhuǎn)換器的共模電磁干擾。首先用GaN高電子遷移率晶體管搭建功率級電路;然后用耦合電感替代功率級電感,并在耦合電感的輸出端加上電容以平衡寄生參數(shù)的影響;最后加入共模電感以抑制高頻共模電磁干擾,綜合考慮抑制效果和電路面積,合理選擇濾波器共模電感值。該組合方法與阻抗平衡單項(xiàng)技術(shù)相比,能有效地抑制高頻共模電磁干擾;與濾波器單項(xiàng)技術(shù)相比,減小了電路面積。仿真結(jié)果表明,抑制后與抑制前的電磁干擾相比,在200 kHz～10 MHz低頻范圍內(nèi),電源轉(zhuǎn)換器的共模電磁干擾的抑制量達(dá)到40～60 dB;在10～30 MHz高頻范圍內(nèi),電源轉(zhuǎn)換器的共模電磁干擾的抑制量約為80 dB。

電源轉(zhuǎn)換器;電磁干擾抑制;濾波器;平衡技術(shù)

在電源轉(zhuǎn)換器中,開關(guān)的打開與關(guān)閉會導(dǎo)致電路產(chǎn)生電磁干擾(EMI)。隨著電源轉(zhuǎn)換器工作頻率的不斷提高,EMI問題越發(fā)嚴(yán)重。EMI影響輸出電壓的穩(wěn)定性,降低電源轉(zhuǎn)換器的可靠性,可能導(dǎo)致后級電路系統(tǒng)性能下降[1-2]。

隨著高性能電源轉(zhuǎn)換器的需求量不斷地增加[3-6],GaN電源轉(zhuǎn)換器越來越受到青睞[7],但其工作頻率高、功率大的特點(diǎn)導(dǎo)致更加嚴(yán)重的EMI。到目前為止,GaN電源轉(zhuǎn)換器的EMI抑制技術(shù)還未見報(bào)道,所以有必要對GaN電源轉(zhuǎn)換器的EMI抑制技術(shù)開展研究。

目前關(guān)于Si電源轉(zhuǎn)換器EMI的抑制技術(shù)主要有3類:一是平衡技術(shù)[8],這類技術(shù)通過平衡阻抗使得共模EMI自相消,平衡技術(shù)對電源轉(zhuǎn)換器中電容和開關(guān)管的共模EMI有不錯(cuò)的抑制效果,但未平衡功率級電感的共模EMI,導(dǎo)致其對高頻共模EMI抑制效果不佳;二是濾波技術(shù)[9-11],即添加EMI濾波器來抑制EMI,但抑制低頻共模EMI需要百微亨級或者毫亨級共模電感和大電容,增加電路面積;三是新型控制策略,比如頻展方法[12]、混沌正弦脈沖調(diào)制方法[13]等,缺點(diǎn)是新型控制策略往往需要額外的控制電路,這會增加電路設(shè)計(jì)的成本。

本文設(shè)計(jì)了一種考慮寄生參數(shù)的GaN Boost型電源轉(zhuǎn)換器,結(jié)合平衡技術(shù)和濾波技術(shù),綜合考慮抑制效果和電路面積,合理選擇濾波器電感值,抑制了共模EMI。頻率在30 MHz以下的EMI稱為傳導(dǎo)EMI,而30 MHz以上的EMI稱為輻射EMI。電源轉(zhuǎn)換器中傳導(dǎo)EMI的影響比輻射EMI的影響要大,所以本文提到的EMI特指傳導(dǎo)EMI。

1 帶寄生參數(shù)的GaN電源轉(zhuǎn)換器

本文設(shè)計(jì)了一個(gè)將16 V電壓放大到32 V電壓的GaN Boost電源轉(zhuǎn)換器。它的有源器件有GaN HEMT管(CGH40006P)和二極管(MBRS360T3 G);無源器件包括1 μF的輸入電容Ci、100 μF的輸出電容Co以及400 μH的功率級電感L1。由于元器件往往會帶有寄生參數(shù),且金屬線與PCB板間存在寄生電容,所以本文的GaN Boost電源轉(zhuǎn)換器電路考慮了輸入電容Ci、輸出電容Co、功率電感L1、GaN高電子遷移率晶體管(HEMT)、二極管的寄生參數(shù)以及金屬線對地寄生電容C1、C2和C3。電源轉(zhuǎn)換器如圖1所示。

圖1 GaN Boost型電源轉(zhuǎn)換器

圖1中,線路阻抗穩(wěn)定網(wǎng)絡(luò)(LISN)是測試EMI的模塊,按照FCC標(biāo)準(zhǔn)設(shè)置。LISN有如下作用:①提供穩(wěn)定的測試阻抗;②將輸入電壓與GaN電源轉(zhuǎn)換器隔離;③轉(zhuǎn)接測試信號[14]。LISN電路結(jié)構(gòu)如圖2所示。對于由分立器件搭建的電源轉(zhuǎn)換器電路,其金屬線與PCB板的寄生電容大約為幾皮法到幾十皮法,所以C1、C2和C3分別設(shè)為30、40和50 pF。

圖2 LISN電路

2 平衡技術(shù)原理與設(shè)計(jì)

平衡技術(shù)是一種利用惠斯通電橋結(jié)構(gòu)來抑制共模噪聲的方法[8]。為了實(shí)現(xiàn)平衡技術(shù),首先分析電路的噪聲來源。圖3是GaN Boost型電源轉(zhuǎn)換器的噪聲等效電路。該電路將輸入電容、GaN HEMT管和輸出電容分別等效為噪聲電壓源VCin,N、VH,N和VCo,N,將二極管等效為噪聲電流源ID,N,用Z1和Z2表征LISN的等效阻抗。

圖3 GaN Boost型電源轉(zhuǎn)換器的噪聲等效電路

圖3包含3個(gè)噪聲電壓源VCin,N、VH,N和VCo,N以及1個(gè)噪聲電流源ID,N。運(yùn)用疊加定理討論各個(gè)噪聲源對系統(tǒng)噪聲的貢獻(xiàn)。噪聲電流源ID,N被噪聲電壓源VH,N和VCo,N短路,在系統(tǒng)噪聲中可不考慮。

為了實(shí)現(xiàn)平衡技術(shù),將電感L1拆分成L2與L3兩個(gè)電感。因?yàn)槭褂民詈想姼心軌驕p小電感寄生效應(yīng)的影響[8],所以L2和L3使用耦合電感。拆分電感后的噪聲等效電路如圖4所示。

圖4 拆分電感后的噪聲等效電路

圖4中,等效并聯(lián)電容CEP,2、等效并聯(lián)電阻REP,2和等效串聯(lián)電阻RES,2是電感L2的寄生參數(shù),等效并聯(lián)電容CEP,3、等效并聯(lián)電阻REP,3和等效串聯(lián)電阻RES,3是電感L3的寄生參數(shù)。

為了保證大信號特性不變,L2和L3滿足

L2+L3=L1

(1)

由于測試電路LISN是對稱式結(jié)構(gòu),所以

Z1=Z2

(2)

圖4中存在2個(gè)惠斯通電橋。第1個(gè)是以VCin,N為中心的惠斯通電橋,為了達(dá)到平衡狀態(tài),電感L2和L3滿足

(3)

第2個(gè)是以VH,N為中心的惠斯通電橋。為了達(dá)到平衡狀態(tài),電感L2和L3、寄生電容C1、C2和C3滿足

(4)

由式(2)～式(4)可得

(5)

對于噪聲電壓源VCo,N,可以通過并聯(lián)具有更小寄生電阻和寄生電感的電容來抑制其共模噪聲[8]。

加入平衡技術(shù)抑制電路后的GaN Boost型電源轉(zhuǎn)換器電路如圖5所示。

圖5 平衡技術(shù)抑制共模噪聲電路

圖5中,電感L2和L3的值由式(1)和式(5)確定為L2=L3=200 μH,這里L(fēng)2和L3的自感和互感都取為100 μH。實(shí)際應(yīng)用中寄生電容C1與C2+C3的比值不可能恰好是1∶1,為了保證式(5)成立,需在C1處并聯(lián)一個(gè)電容C4,此處C4的值應(yīng)為60 pF。

3 濾波技術(shù)原理與設(shè)計(jì)

電源轉(zhuǎn)換器的高速開關(guān)能夠產(chǎn)生大量的高頻EMI,所以有必要抑制高頻共模EMI。共模電感是最簡單的共模EMI濾波器,其對電源轉(zhuǎn)換器的大信號沒有影響,只濾除共模EMI。共模電感值可以由式(6)得到

(6)

式中:LCM代表共模電感值;ft為共模濾波器的截止頻率。加了濾波器之后的GaN Boost電源電路如圖6所示。

圖6 結(jié)合平衡和濾波技術(shù)抑制共模EMI的GaN Boost電源電路

4 抑制效果

在ADS仿真環(huán)境下,按照圖1、圖5、圖6分別搭建電路,對比抑制前與抑制后的共?？谠肼晱?qiáng)度,結(jié)果如圖7所示。

圖7a顯示,在200～30 MHz的傳導(dǎo)頻率范圍內(nèi),無抑制技術(shù)的共模噪聲強(qiáng)度在80 dB·μV左右。

圖7b顯示采用平衡技術(shù)抑制后的共模噪聲強(qiáng)度,在200～30 MHz的傳導(dǎo)頻率范圍內(nèi),其大小為20～40 dB·μV,相比于無平衡技術(shù)的電路,抑制量(抑制前后共模噪聲強(qiáng)度的差值)為40～60 dB。在200 kHz～10 MHz的低頻范圍內(nèi),只有個(gè)別頻率處的共模噪聲強(qiáng)度大于20 dB·μV;在10～30 MHz的高頻范圍內(nèi),共模噪聲強(qiáng)度普遍大于20 dB·μV,且EMI幅值隨頻率的增加而變大。

為此,有必要采用濾波技術(shù)來抑制10 MHz以上高頻范圍共模噪聲強(qiáng)度。將低通濾波器的截止頻率選取為10 MHz,由式(6)計(jì)算出電感LCM的值約為0.8 μH。圖7c顯示采用平衡技術(shù)和0.8 μH電感濾波器后的共模噪聲強(qiáng)度。可以看到,10～30 MHz的高頻范圍內(nèi)的共模噪聲強(qiáng)度得到了一定的抑制,但由于只使用了非常小的共模電感,導(dǎo)致抑制效果有限,使得10～30 MHz的高頻范圍內(nèi)的共模噪聲強(qiáng)度仍然普遍大于20 dB·μV。為了保證足夠的抑制效果,可以適當(dāng)增加共模電感的大小。

(a)無抑制技術(shù)

(b)平衡技術(shù)

(c)平衡技術(shù)結(jié)合0.8 μH共模電感圖7 抑制前后共模噪聲強(qiáng)度對比

從圖7b可以看到,經(jīng)平衡技術(shù)抑制后,在10～30 MHz的高頻范圍內(nèi),共模噪聲強(qiáng)度隨頻率的增加而增加。為了研究不同電感值對共模噪聲強(qiáng)度的抑制效果,圖8給出了在30 MHz處,經(jīng)平衡技術(shù)抑制后濾波技術(shù)的抑制量隨共模電感值的變化曲線。

圖8 共模電感的抑制效果

從圖8可以看到,當(dāng)共模電感小于13 μH時(shí),隨著電感值的增加,抑制效果顯著提升;而當(dāng)共模電感大于13 μH時(shí),隨著電感值的增加,抑制效果提升變緩。折中考慮EMI抑制效果和電路面積,可選取13 μH共模電感。

圖9顯示加入13 μH電感濾波器后的共模噪聲強(qiáng)度,其中圖9a表示采用平衡技術(shù)結(jié)合濾波器抑制的結(jié)果;作為對比,圖9b給出僅采用濾波器抑制的結(jié)果。

(a)有平衡技術(shù)

(b)無平衡技術(shù) 圖9 有、無平衡技術(shù)結(jié)合的13 μH共模電感抑制后的共模噪聲強(qiáng)度

結(jié)合圖9a和圖7a可知,平衡技術(shù)結(jié)合13 μH共模電感對200 kHz～10 MHz低頻范圍共模噪聲強(qiáng)度的抑制量為40～60 dB,對10～30 MHz高頻范圍的抑制量約為80 dB。

結(jié)合圖9b和圖7a可知,僅采用濾波器對200 kHz～10 MHz低頻范圍共模噪聲強(qiáng)度幾乎沒有抑制效果,對10～30 MHz高頻范圍抑制量為10～40 dB。

本文設(shè)計(jì)的GaN Boost型電源轉(zhuǎn)換器因高速開關(guān)而產(chǎn)生的峰值電流約為2.8 A?？梢赃x用WURTH ELEKTRONIK生產(chǎn)的表面貼裝型13 μH共模電感(744290130)來抑制共模噪聲強(qiáng)度,其額定電流值為10 A,面積為14 mm×12.5 mm。

綜上所述,濾波器技術(shù)與平衡技術(shù)相結(jié)合對共模噪聲強(qiáng)度具有很好的抑制效果。

5 結(jié) 論

本文設(shè)計(jì)了一種考慮寄生參數(shù)的GaN Boost型電源轉(zhuǎn)換器,研究了其共模噪聲強(qiáng)度抑制技術(shù)?？紤]到平衡技術(shù)對電感產(chǎn)生的高頻共模噪聲強(qiáng)度抑制效果欠佳,而小共模電感濾波器對高頻共模噪聲強(qiáng)度抑制效果良好,將兩種技術(shù)組合用于電源轉(zhuǎn)換器的EMI抑制。研究了抑制效果隨共模電感值的變化規(guī)律,綜合考慮抑制效果和電路面積,合理選擇濾波器電感值。結(jié)果表明,組合技術(shù)電路面積小,并能有效抑制GaN Boost型電源轉(zhuǎn)換器的共模噪聲強(qiáng)度。

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(編輯 劉楊)

A Method for Suppressing Electromagnetic Interference of GaN Converter Utilizing Balance and Filter Technologies

ZHAO Kai,WANG Chuang,LI Zunchao,ZHAO Lijuan

(School of Electronic and Information Engineering, Xi’an Jiaotong University, Xi’an 710049, China)

A hybrid method to suppress electromagnetic interference (EMI) is proposed to improve the problem that the reliability of GaN boost converters is reduced by EMI and the method combines the impedance balance and filter techniques. Since the impedance balance technique has the advantage of effectively suppressing low-frequency common-mode EMI, and the filter technique can easily suppress high-frequency common-mode EMI, both the techniques are combined to reduce the common-mode EMI of the GaN boost converter. The GaN high electron mobility transistor is used to build power circuit, then a coupled inductance is used to replace the inductance of power circuit, and a capacitance is added in the output of the coupled inductance to balance the parasitic parameters. Finally, a common-mode inductor is used to suppress the high-frequency common-mode EMI, and the filter inductance is reasonably chosen by trading off between the EMI reduction and circuit area. The hybrid method not only suppresses the high-frequency common-mode EMI more effectively than the impedance balance technique does, but also occupies less circuit area than the filter technique does. Simulation results show that the hybrid method leads to a 40-60 dB reduction of the common-mode EMI in the range of 200 kHz-10 MHz and a 80 dB reduction in the range of 10-30 MHz.

converter; electromagnetic interference reduction; filter; balance technique

2015-07-06。

趙凱(1991—),男,碩士生;李尊朝(通信作者),男,教授,博士生導(dǎo)師。 基金項(xiàng)目:國家自然科學(xué)基金資助項(xiàng)目(61176038);廣東省公益研究與能力建設(shè)專項(xiàng)基金資助項(xiàng)目(2015A010103002)。

時(shí)間:2015-12-02

10.7652/xjtuxb201602007

TN911.7

A

0253-987X(2016)02-0038-05

網(wǎng)絡(luò)出版地址:http:∥www.cnki.net/kcms/detail/61.1069.T.20151202.1901.006.html