三極管開關(guān)型Marx脈沖成形電路的改進(jìn)

李 孜, 李 攀, 饒俊峰

(上海理工大學(xué) 光電信息與計(jì)算機(jī)工程學(xué)院,上海 200093)

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三極管開關(guān)型Marx脈沖成形電路的改進(jìn)

李 孜, 李 攀, 饒俊峰

(上海理工大學(xué) 光電信息與計(jì)算機(jī)工程學(xué)院,上海 200093)

介紹了三極管進(jìn)入雪崩狀態(tài)的3種方式,分析了采用三極管的脈沖電路的工作機(jī)理,研究了三極管做開關(guān)的Marx電路中限流電阻在電路中的作用,以及對電路造成的損耗問題及其對輸出脈沖電壓的影響,采用降低電阻的隔離電壓和二極管代替部分電阻的方法提高脈沖電源的輸出峰值.通過實(shí)驗(yàn)對比了不同方案的十級脈沖發(fā)生器的輸出,結(jié)果表明,改進(jìn)后的發(fā)生器輸出脈沖電壓幅值更高,二極管代替限流電阻方案的輸出脈沖前沿更快,輸入功率減小,輸出功率增大,發(fā)生器的工作效率提高.

三極管; Marx電路; 雪崩; 納秒脈沖

脈沖功率發(fā)生器被廣泛應(yīng)用在工業(yè)領(lǐng)域,如臭氧發(fā)生器、靜電除塵及污染治理等,在這些應(yīng)用中,為了效率的最大化,要求脈沖發(fā)生器的輸出脈沖具有工作頻率高、上升時(shí)間短等特點(diǎn).因此,全固態(tài)開關(guān),如IGBT,MOSEFT由于壽命長、工作頻率高、穩(wěn)定性好及尺寸小等優(yōu)點(diǎn)被廣泛應(yīng)用在脈沖功率發(fā)生器中.但是,過大的開通電流會使這些半導(dǎo)體開關(guān)速度變慢,從而使輸出脈沖上升時(shí)間增大到毫秒級,限制了發(fā)生器在一些領(lǐng)域的應(yīng)用[1].BJT(三極管)的雪崩擊穿使其具有更快的導(dǎo)通速度,并且工作頻率更高,體積更小,被應(yīng)用在納秒脈沖發(fā)生器中.BJT做開關(guān)的脈沖功率發(fā)生器由于其輸出脈沖幅值高、前沿快、脈寬窄、工作頻率高及抖動(dòng)小等優(yōu)點(diǎn)被廣泛應(yīng)用在探地雷達(dá)系統(tǒng)[2]、激光脈沖驅(qū)動(dòng)[3]、細(xì)胞醫(yī)療[4]及材料處理等領(lǐng)域[5].單個(gè)BJT只能產(chǎn)生百伏級別的脈沖,為了得到幾千伏甚至幾十千伏的高壓脈沖,必須要采用級聯(lián)[6]、Marx結(jié)構(gòu)[7]或者兩者混合的結(jié)構(gòu)[8].本文采用Marx結(jié)構(gòu),分析了電路中限流電阻對輸出脈沖的影響,提出了3種改進(jìn)方案.最后設(shè)計(jì)了不同方案的十級脈沖發(fā)生器,并對比分析了4種發(fā)生器的實(shí)驗(yàn)結(jié)果.

1 BJT的雪崩擊穿

具有雪崩擊穿特性的BJT,在未發(fā)生雪崩擊穿時(shí),阻抗很高,相當(dāng)于開路;發(fā)生雪崩擊穿后,集電極和發(fā)射極的電位差降低,導(dǎo)通阻抗很小;雪崩過程的時(shí)間小于5 ns,恢復(fù)絕緣時(shí)間小于2 μs,故可作為脈沖電路的開關(guān).圖1為單個(gè)BJT做開關(guān)的脈沖電路原理圖,BJT處于截止?fàn)顟B(tài)時(shí),直流電源VCC通過限流電阻RC和負(fù)載電阻RL對儲能電容C′充電;BJT雪崩擊穿導(dǎo)通后,儲能電容C′通過BJT對負(fù)載電阻RL放電,在RL兩端產(chǎn)生前沿很快的負(fù)脈沖.

圖1 單管脈沖電路原理圖

BJT的雪崩導(dǎo)通方式有:觸發(fā)導(dǎo)通、過壓擊穿導(dǎo)通和C-E極間電壓上升率dV/dt引起導(dǎo)通[9].V為電壓,t為時(shí)間.在脈沖電路中,BJT主要通過過壓擊穿和觸發(fā)導(dǎo)通進(jìn)入雪崩狀態(tài).圖1中去掉虛線部分的電路,若持續(xù)增加直流電源電壓VCC,當(dāng)VCC高于集電極-基極擊穿電壓VCBO幾十伏時(shí),BJT會進(jìn)入雪崩狀態(tài),但這種方式下電路的工作頻率是不可控制的,電路的工作頻率與BJT的性能、充電時(shí)間常數(shù)以及VCC的大小有關(guān).

BJT的雪崩觸發(fā)導(dǎo)通需在B-E極間電阻Rb(取30～50 Ω)上加一個(gè)前沿很快的窄脈沖,通常采用微分電路來得到,故方波觸發(fā)信號的脈寬要遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于微分電路的時(shí)間常數(shù).圖2所示為NPN型BJT的雪崩工作特性曲線,圖中有兩段明顯的負(fù)阻特性曲線,即雪崩區(qū)和二次擊穿區(qū).其中,雪崩區(qū)的范圍是由BJT的集電極-發(fā)射極擊穿電壓VCEO與VCBO決定的;在雪崩區(qū)內(nèi),由于Rb和VCC(VCEO0,這是BJT雪崩區(qū)和飽和區(qū)的開關(guān)特性的主要區(qū)別.圖1電路中未加入觸發(fā)信號時(shí),對應(yīng)的基極電流IB=IB1,BJT處于截止?fàn)顟B(tài),此時(shí)的靜態(tài)負(fù)載線PP1與雪崩特性曲線a交于處于正阻區(qū)內(nèi)的P點(diǎn);加入正觸發(fā)信號后,基極電流IB增大變?yōu)镮B2,靜態(tài)負(fù)載線PP1與雪崩特性曲線b交于處于負(fù)阻區(qū)內(nèi)不穩(wěn)定的Q點(diǎn),使BJT迅速進(jìn)入雪崩導(dǎo)通狀態(tài).如果集電極電流iC持續(xù)增加,BJT會發(fā)生二次擊穿,進(jìn)入另一個(gè)負(fù)阻區(qū)即二次擊穿區(qū),集電極-發(fā)射極電壓uCE維持在更低的值,使負(fù)載兩端得到幅值更高的脈沖.

圖2 雪崩工作特性曲線

2 采用BJT的Marx電路

2.1 工作原理

單管雪崩脈沖電路的輸出脈沖峰值取決于VCBO,本文采用的BJT C1815的VCBO約為175 V.為了提高脈沖發(fā)生器的輸出脈沖幅值,本研究采用了圖3所示的Marx電路.為了防止BJT的過壓擊穿導(dǎo)通,直流供電源的電壓VCC略小于VCBO.

未加入觸發(fā)信號時(shí),BJT的T1～T5處于截止?fàn)顟B(tài),儲能電容C1～C5電壓為VCC;加入觸發(fā)信號后,T1發(fā)生雪崩擊穿,C1左側(cè)電位被拉低到零電位,由于電容兩端的電壓不能突變,C1右側(cè)的電位變?yōu)?VCC,C2左側(cè)電位不變,T2兩端的電壓變?yōu)?VCC(遠(yuǎn)遠(yuǎn)高于VCBO),T2發(fā)生雪崩擊穿;以此類推,T3～T5依次進(jìn)入雪崩擊穿狀態(tài),在C5的右端產(chǎn)生瞬時(shí)高壓,各級電容通過BJT串聯(lián)對負(fù)載電阻RL放電,在RL兩端產(chǎn)生前沿很快、幅值很高的負(fù)脈沖.

2.2 限流電阻對電路的影響

在BJT做開關(guān)的Marx電路中,存在著很多限流電阻,在充電過程中消耗直流電源的能量,在放電過程中消耗電源的能量和電容中儲存的能量.重復(fù)工作時(shí),發(fā)生器的效率很低,整個(gè)系統(tǒng)發(fā)熱嚴(yán)重.除此之外,限流電阻與儲能電容決定了電路的充電時(shí)間常數(shù),影響脈沖發(fā)生器的工作頻率.

圖3虛線箭頭所示為各儲能電容充電回路.充電過程中,限流電阻為儲能電容充電提供了回路,并且限制了充電電流的大小.這種阻容充電方式?jīng)Q定了整個(gè)發(fā)生器的效率不會超過50%,并且儲能電容的充電速度取決于各條回路的最大時(shí)間常數(shù),為了提高電路的最大工作頻率,限流電阻不能過大.

圖4為Marx電路放電階段等效電路圖.放電過程中,限流電阻主要作用是隔離直流電源的高壓端(VCC)和低壓端(0)的電位.放電開始,BJT的開通導(dǎo)致了儲能電容兩側(cè)(或者BJT集電極和發(fā)射極)電位的改變,其中,各級BJT集電極的對地電位小于VCC,發(fā)射極的對地電位小于0,限流電阻兩端在放電過程中會產(chǎn)生瞬時(shí)的高壓,產(chǎn)生了如圖4虛線所示的漏電流.漏電流增加直流電源的損耗,消耗儲存在電容中的能量,導(dǎo)致整個(gè)發(fā)生器輸出效率降低.其中,RC1～RC5消耗直流電源中的能量;R′C1～R′C4消耗儲能電容中的能量.限流電阻上的消耗使脈沖發(fā)生器的輸出脈沖幅值降低.

圖3 采用BJT的5級Marx電路(方案a)

圖4 放電階段等效電路圖

為了驗(yàn)證限流電阻對脈沖發(fā)生器的影響,設(shè)計(jì)了5級Marx電路,其中,C1～C5=1 nF,RL=50 Ω,VCC=170 V.圖5(見下頁)為5級Marx電路T5在工作過程中集電極的對地電位uc和發(fā)射極的對地電位ue.未加觸發(fā)信號時(shí),BJT沒有發(fā)生雪崩擊穿,uc和ue分別處于VCC和0;T5發(fā)生雪崩擊穿,uc和ue迅速變化,uc

(1)

從式(1)看出,在特定級數(shù)的Marx電路中,由于VCC是一定的,uc和ue主要取決于電路的結(jié)構(gòu),為了減少電阻上的損耗,應(yīng)該提高電阻的阻值.

為了驗(yàn)證限流電阻大小對輸出脈沖幅值的影響,改變5級Marx電路中限流電阻的阻值,使RC=R′C=5,10,15,30,50 kΩ.為了避免充電時(shí)間對輸出的影響,實(shí)驗(yàn)中電路只對負(fù)載放電一次來消除工作頻率對輸出幅值的影響(避免相同頻率放電時(shí),由于充電速度的不同導(dǎo)致電容兩端的電壓未達(dá)到VCC).圖6為不同限流電阻的阻值下輸出脈沖峰值電壓Vout,從圖6中可以看出,限流電阻阻值越大,峰值電壓也越高,儲能電容上的能量利用也越充足.

圖5 第5級BJT的集電極電位uc和發(fā)射極電位ue

綜上可知,為了提高整個(gè)發(fā)生器的效率和脈沖幅值,必須盡可能地減少限流電阻上的損耗.一種方法是增加RC阻值,降低流經(jīng)RC的電流的大小,抑制儲能電容向R′C放電,減小甚至消除流經(jīng)R′C的漏電流;另外一種就是減小限流電阻兩端的隔離電壓.

圖6 不同限流電阻下的輸出脈沖幅值

3 改進(jìn)方案

在Marx電路中,限流電阻的作用主要有:為充電提供回路,限制充電電流的大小;放電時(shí),隔離直流電源的高壓端和低壓端.經(jīng)分析可知,增大各級限流電阻的阻值或減小限流電阻的隔離電壓可提高脈沖發(fā)生器的脈沖幅值和效率.

BJT做開關(guān)的Marx電路與傳統(tǒng)的氣體做開關(guān)的Marx電路都采用第一級觸發(fā),后面各級過壓擊穿的工作模式.Inokuchi就采用了如圖7(a)所示的傳統(tǒng)Marx結(jié)構(gòu)電路來產(chǎn)生不同脈寬的脈沖[10].充電回路如圖中虛線所示,第i級電容的充電時(shí)間常數(shù)為i(RC+R′C)C,最后一級的充電時(shí)間常數(shù)為(5RC+RL)C.當(dāng)通過增加電路級數(shù)來提升電路的輸出脈沖幅值時(shí),電路的工作頻率也會相應(yīng)地減小.但是,放電過程中每級的限流電阻相當(dāng)于并聯(lián)在每級電容兩端(忽略BJT的導(dǎo)通壓降),即每級限流電阻的隔離電壓等于電容兩端的電壓(小于VCC),減少了電路中限流電阻在放電過程中的損耗.

圖7 傳統(tǒng)Marx電路

基于圖7(a)所示Marx結(jié)構(gòu),采用二極管來改善圖7(a)電路的工作頻率,電路圖如圖7(b)所示.二極管在充電時(shí)可以為電路提供充電回路,減小電路的充電時(shí)間;放電時(shí),隔離最后一級BJT的發(fā)射極電位與地電位.電路的充電回路如虛線所示,由于二極管提供的充電通路,每級充電時(shí)間相比于改進(jìn)前減少了,電路的工作頻率幾乎提高了兩倍.除此之外,每級限流電阻兩端的隔離電壓仍然小于VCC.

BJT做開關(guān)的脈沖發(fā)生器中,工作頻率是一個(gè)重要的指標(biāo),圖3所示的電路與傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)相比可以提高電路的工作頻率.經(jīng)分析可知,圖3所示的電路中,流經(jīng)R′C1～R′C4的漏電流在充電過程與放電過程中具有相反的方向,故可以采用二極管代替R′C1～R′C4.在各級儲能電容串聯(lián)放電的過程中,由于二極管的單向?qū)щ娦?理論上可以阻止漏電流的產(chǎn)生,提高電容儲存能量利用率;改進(jìn)的電路減少了R′C1～R′C4,的阻值,增加RC1～RC5的阻值,可以減少放電過程中漏電流的大小和直流電源的損耗;或者不增加RC1～RC5的阻值來提高電路的工作頻率.理論上,采用圖8所示的改進(jìn)電路,在相同工作頻率下,可以減少限流電阻上的功率損耗,提高儲能電容中能量的利用率,提高脈沖發(fā)生器的脈沖幅值和效率.

圖8 采用二極管改進(jìn)的Marx結(jié)構(gòu)(方案d)

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證改進(jìn)方案的有效性,設(shè)計(jì)了圖3(方案a)、圖7(a)(方案b)、圖7(b)(方案c)、圖8(方案d)所示電路的10級脈沖發(fā)生器.發(fā)生器采用NPN型BJT C1815,其VCBO=175 V;電路中的儲能電容采用1 nF的高壓瓷片電容;限流電阻和二極管(1N4006)均采用貼片封裝以減小回路中的雜散電感;負(fù)載電阻為100 Ω.方案b和方案c的限流電阻都為3.3 kΩ;方案a中的RC=R′C=5 kΩ;直流電源電壓VCC=170 V.實(shí)驗(yàn)的測量儀器有:高壓探頭(PMK PHV 641-L)、示波器(Tektronix DPO5104,1 GHz,10 GS/s)、電流環(huán)(Pearson 4100).

4.1 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

圖9為方案a～d單次輸出脈沖波形,u為電壓,表1為方案a～d的輸出脈沖參數(shù).其中,方案d中的RC=10 kΩ.方案b和方案c減小了限流電阻的隔離電壓,減小了直流電源和儲能電容的能量消耗;方案d中的二極管可以抑制電容對限流電阻放電.因此,方案b～d的輸出脈沖峰值電壓均高于方案a、方案b和方案c的峰值電壓提升了60～100 V,方案d提升了180 V.但由于方案b的放電過程中回路過于復(fù)雜,輸出脈沖的下降時(shí)間最長,方案c可以改善方案b的下降時(shí)間,減少了0.7 ns,方案a和方案c具有相同的下降時(shí)間,方案d的下降時(shí)間最短,低于3 ns.脈沖的上升時(shí)間取決于電路中電容和負(fù)載電阻的大小,方案a～d的輸出脈沖具有相同的脈寬;但方案d具有更低的拖尾電壓,約為200 V,方案a～c的拖尾電壓為300 V左右.由于不同方案的峰值電壓和拖尾電壓的不同,輸出脈沖的半高寬也不同,其中,方案d的半高寬最窄,其他3種方案差別不大.

圖9 不同方案的輸出脈沖波形

方案下降時(shí)間/ns峰值電壓/V半波寬/nsa3．42087011．030b3．9489309．525c3．30096611．730d2．87410507．320

方案b和方案c增加了輸出脈沖的峰值電壓,但工作頻率很低.但方案c中的二極管為電路提供了額外的充電回路,除了最后一級電容,第i級電容的充電時(shí)間常數(shù)為(iRC+iR′C∥(10-i)R′C)C(小于方案b的i(RC+R′C)C),方案c具有更快的充電速度,可以工作在更高的頻率.圖10(a)(見下頁)

圖10 不同頻率下的輸出脈沖峰值電壓

為方案b和方案c在不同工作頻率f下的輸出脈沖峰值電壓,可以看出,方案c可以工作在2 kHz,仍具有1 000 V左右的峰值電壓,并且輸出脈沖峰值隨頻率的增高下降很慢,而方案b工作到1.2 kHz時(shí),輸出脈沖幅值開始明顯下降.

相比于方案b和方案c,方案a和方案d可以工作在更高的頻率下,并且脈沖峰值不會有明顯的降低.當(dāng)不增加方案d中RC的阻值(RC=5 kΩ),由于減半的充電時(shí)間,方案d可以工作在更高的頻率.圖10所示為方案a和方案d在不同工作頻率下的輸出脈沖峰值電壓,可以看出,當(dāng)工作頻率小于30 kHz時(shí),方案d的輸出脈沖峰值可以維持在1 040 V左右;但方案a的輸出脈沖峰值當(dāng)電路工作在15 kHz以上時(shí)開始降低,工作頻率更高時(shí)下降更明顯.實(shí)驗(yàn)發(fā)現(xiàn),方案a的工作頻率超過40 kHz時(shí),不能穩(wěn)定輸出脈沖,而方案d依然可以穩(wěn)定工作,只是脈沖峰值下降嚴(yán)重.

4.2 效率分析

由于方案b和方案c的工作頻率過低,本文只討論了方案a和方案d的工作效率.實(shí)驗(yàn)中,方案d中的RC=10 kΩ,2個(gè)電路均工作在25 kHz.由于限流電阻的存在,脈沖發(fā)生器的效率和電容儲存能量利用率并不是很高.方案d能夠提高電容儲存能量的利用率,還可以減少直流電源的功率損耗.圖11為方案a和方案d的直流電源放電階段的輸入電流波形,I為電流.由于方案d中RC的增大,電流波形的峰值明顯減小,并且電流脈沖的寬度也減小了.經(jīng)實(shí)驗(yàn)測量與計(jì)算,改進(jìn)前后電路的輸入、輸出功率及效率如表2所示.相比于方案a,方案d的輸入功率減小了0.5 W,而輸出功率提高了0.25 W,電容的能量利用率提高了7%,脈沖發(fā)生器的整體效率提高了5%.

在表2中,Pin為電路的輸入功率,EC為電路中儲能電容單位時(shí)間內(nèi)儲存的能量,Pout為電路的輸出功率,ηC為儲能電容能量利用率,η為發(fā)生器的效率.其中,Pin和Pout是根據(jù)函數(shù)繪圖軟件origin中的積分工具計(jì)算得來的.

圖11 放電階段的輸入電流

方案Pin/WEC/JPout/WηC/%η/%d8．77873．61251．892152．3821．55a9．24723．61251．641745．4417．75

5 結(jié) 論

BJT的開關(guān)速度快、工作頻率高,在納秒級及亞納秒級脈沖功率技術(shù)中有巨大的優(yōu)勢.本文研究了用BJT做開關(guān)的脈沖電路,介紹了BJT進(jìn)入雪崩狀態(tài)的方式;采用了Marx結(jié)構(gòu)對輸出電壓脈沖幅值進(jìn)行提高,分析了Marx電路中限流電阻在工作過程中的作用及對電路的影響;采用兩種方法對發(fā)生器進(jìn)行改進(jìn):一是采用傳統(tǒng)Marx結(jié)構(gòu)降低限流電阻兩端的隔離電壓;二是用二極管取代R′C,抑制電容向R′C放電.實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明:3種改進(jìn)方案可以提高輸出電壓脈沖幅值;但方案d效果最好,其峰值提升180 V,下降時(shí)間減少了0.5 ns,拖尾電壓減小100 V,波形改善明顯;并且降低了直流電源的損耗,電容能量利用率提高了7%,整個(gè)發(fā)生器的效率提高了5%左右.

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(編輯:石 瑛)

Improvement on Marx Type Pulse Circuits Using Bipolar Junction Transistors as Switches

LI Zi, LI Pan, RAO Junfeng

(School of Optical-Electrical and Computer Engineering,University of Shanghai for Science and Technology,Shanghai 200093,China)

The bipolar junction transistor (BJT) is widely used in pulse generators for the advantages of high switching speed and high repetitive frequency.The ways for BJT performing in avalanche mode were introduced,and the working mechanism of a pulse circuit using BJT was analyzed.In the Marx circuit based on BJTs,the functions of current-limiting resistors,the circuit loss due to resistors and their influence on the magnitude of output pulse were analyzed theoretically and experimentally.The improvements using diodes to replace current-limiting resistors and using traditional Marx structure were proposed.The output pulses of four negative Marx pulse generators with 10-stage in different schemes were compared.It is shown that,the improved circuits have higher pulse magnitude,and the last circuit is the best method whose fall time is shortest and magnitude is highest.Furthermore,the output power increases but the input power decreases.The efficiency of the whole generator is improved.

bipolar junction transistor; Marx circuit; avalanche; nanosecond pulse

1007-6735(2016)05-0497-07

10.13255/j.cnki.jusst.2016.05.013

2016-04-29

上海市自然科學(xué)基金資助項(xiàng)目(13ZR1428100,15YF1408300);滬江基金資助項(xiàng)目(B14002/D14002)

李 孜(1972-),女,副教授.研究方向:脈沖功率技術(shù).E-mail:lz7209@126.com

TM 836

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