一種新型電荷泵電路設(shè)計(jì)

徐華超，林長(zhǎng)龍，梁　科，王　錦，李國(guó)峰

（南開大學(xué) 電子信息與光學(xué)工程學(xué)院，天津 300071）

一種新型電荷泵電路設(shè)計(jì)

徐華超，林長(zhǎng)龍，梁科，王錦，李國(guó)峰

（南開大學(xué) 電子信息與光學(xué)工程學(xué)院，天津 300071）

Dickson電荷泵在多級(jí)級(jí)聯(lián)時(shí)，體效應(yīng)會(huì)顯著降低電荷泵的效率。提出了一種新型電荷泵電路，該電荷泵采用交叉耦合的NMOS開關(guān)管傳輸電荷，利用每一級(jí)的輸出電壓控制開關(guān)管的柵極，有效抑制了體效應(yīng)的影響，提高了電壓增益。Spectre結(jié)果顯示，在3.3 V的工作電壓下，四級(jí)新型電荷泵輕松實(shí)現(xiàn)了15 V的高輸出電壓。該電荷泵電路性能優(yōu)異，具有很強(qiáng)的實(shí)用性。

電荷泵；體效應(yīng)；交叉耦合；電壓增益

0　引言

隨著電子技術(shù)的飛速發(fā)展，集成電路越來越朝著高頻、高速、高集成度、多功能、低功耗方向發(fā)展。為了滿足提高集成度、低功耗的要求，現(xiàn)代集成電路的工作電壓越來越低，主流的LSI技術(shù)已經(jīng)將電源電壓降低到2 V以下。對(duì)于集成電路中的許多模塊，例如EEPROM、Flash存儲(chǔ)器、電源管理模塊、音視頻編解碼、圖像傳感電路，都需要比電源電壓很高的供電電壓。為了產(chǎn)生很高的片內(nèi)電壓為EEPROM或者Flash存儲(chǔ)器進(jìn)行編程，開關(guān)電容技術(shù)得到了廣泛的應(yīng)用。

傳統(tǒng)的開關(guān)電容電路功耗大，為解決此類問題，現(xiàn)代電路中常采用電荷泵結(jié)構(gòu)。電荷泵電路是一種應(yīng)用電容電荷積累效應(yīng)來產(chǎn)生低于電源電壓或者高于電源電壓的電路。大多數(shù)電荷泵電路都是基于Dickson電荷泵，經(jīng)典 Dickson電荷泵電路中采用二極管作為開關(guān)器件[1]。目前主流電荷泵電路中都采用柵漏短接的MOS管代替二極管作為開關(guān)器件。然而，前級(jí)的高輸出電壓和體效應(yīng)的影響會(huì)造成閾值電壓的增加，當(dāng)級(jí)數(shù)增加時(shí)會(huì)嚴(yán)重降低電荷泵的效率，此外MOS管的反向電荷分享現(xiàn)象限制了電荷泵電路性能的提高[2，3]。針對(duì)這些問題，本文在對(duì)Dickson電路分析的基礎(chǔ)上，設(shè)計(jì)了一種新型的電荷泵電路，該電路能實(shí)現(xiàn)很高的穩(wěn)定輸出電壓。

圖1　Dickson電荷泵

1　電荷泵原理

N階Dickson電路原理圖如圖1所示(CP1)。圖1中，CLK和是兩相非重疊時(shí)鐘，為了獲得最大的輸出電壓，時(shí)鐘幅度一般與電源電壓相同。C1～Cn+1是等值的耦合電容，每個(gè)耦合電容的的下端依次與CLK和連接，上端與柵漏短接的NMOS管連接。柵漏短接的NMOS管作為Dickson電荷泵中的二極管，所有NMOS管的襯底都接地。當(dāng)CLK為0時(shí)，M0導(dǎo)通，電源VDD對(duì)電容 C1充電，當(dāng)電容兩端壓降為 VDD-Vth時(shí)停止充電，Vth為NMOS的閾值電壓。當(dāng)CLK為1時(shí)，C1的上極板電壓突變?yōu)?2VDD-Vth，此時(shí)為 0，M1導(dǎo)通，電荷流過 M1對(duì) C2充電，當(dāng)電容兩端壓降為 2VDD-2Vth時(shí)停止充電。這樣，電荷就從左邊傳遞到了右邊，當(dāng)每一級(jí)的時(shí)鐘信號(hào)為高電平時(shí)，前級(jí)信號(hào)為低電平，由于二極管的單向?qū)ㄐ?，前?jí)二極管截止，電荷無法從右邊傳到左邊。這樣電荷就源源不斷地從電源傳輸?shù)捷敵龆耍拷?jīng)過一級(jí)電壓升高，從而在輸出端得到所需的高壓[4]。

圖1中，每一個(gè)時(shí)鐘周期第n+1節(jié)點(diǎn)和第n個(gè)節(jié)點(diǎn)之間的電勢(shì)差為電荷泵的增益，由下式給出：

其中CS是襯底的耦合電容，Vφ是時(shí)鐘的幅度，一般為電源電壓。因此當(dāng)?shù)贜個(gè)二極管導(dǎo)通瞬間，輸出電壓為：

式(2)給出了理想情況下的輸出電壓。然而，電荷泵的輸出負(fù)載會(huì)產(chǎn)生一定的負(fù)載電流，因此需要對(duì)式(2)作一定的修正。假設(shè)VL為由于負(fù)載在每一級(jí)引起的壓降，由下式給出：

其中 Iout為輸出負(fù)載電流，f為時(shí)鐘頻率?？紤]負(fù)載引起的電壓降，式(2)修正為：

電路中用柵漏短接的NMOS管當(dāng)做二極管，NMOS管的襯底接地，源端電壓隨級(jí)數(shù)增大而增大，因此NMOS管的閾值電壓也隨級(jí)數(shù)的增大而增大，將 Vth改寫為Vth0+ΔVt，其中 Vth0為 NMOS管的本征開啟電壓。考慮襯底電容、負(fù)載電流、體效應(yīng)的影響，電荷泵的單級(jí)增益由下式給出：

電荷泵電路中，只有當(dāng)單級(jí)增益大于零，才可以通過增加電荷泵的級(jí)數(shù)來增加輸出電壓，但是由式(5)可以看出，隨著電荷泵級(jí)數(shù)增大，由于體效應(yīng)的影響，NMOS管的閾值電壓越來越大，當(dāng)某一級(jí)的閾值電壓足夠大使得 ΔV=0時(shí)，輸出電壓達(dá)到最大值，不會(huì)隨著電荷泵級(jí)數(shù)增大而增大。

為了消除或者緩解閾值電壓的損失，文獻(xiàn)[5]提出了一種改進(jìn)型電荷泵結(jié)構(gòu)，電路結(jié)構(gòu)如圖2所示，該電路的優(yōu)點(diǎn)在于改變了開關(guān)管的襯底連接方式。利用某一級(jí)的輸入電壓和輸出電壓的電壓變化，襯底和開關(guān)管的源端和漏端的較高電壓端連接（實(shí)際的漏端），消除了體效應(yīng)帶來的閾值電壓增大的問題，實(shí)現(xiàn)了較高的電壓增益，有效抑制了襯底漏電流，但是也在一定程度上減小了電導(dǎo)，且啟動(dòng)時(shí)間較長(zhǎng)[5]。

圖2　襯底受控制的電荷泵電路

2　改進(jìn)型電荷泵

為了產(chǎn)生足夠高的電壓，基本 Dickson電荷泵級(jí)數(shù)也隨之增加，但是用作二極管的MOS管的體效應(yīng)也越來越嚴(yán)重，因此電荷泵的增益也越來越低。如果EEPROM或者Flash存儲(chǔ)器需要很高的編程電壓(15 V或以上)，而電源電壓為 3.3 V或者更低，Dickson電荷泵的輸出電壓就很難滿足要求。因此提出了一種改進(jìn)型電荷泵電路結(jié)構(gòu)（CP3），其中單級(jí)結(jié)構(gòu)如圖3所示。

圖3　新型電荷泵

圖3的單級(jí)結(jié)構(gòu)由四個(gè)高壓PMOS管，兩個(gè)交叉耦合的高壓NMOS管和三個(gè)電容組成。C1和C2是等值的耦合電容，CLK和是兩相不重疊時(shí)鐘，為了獲得最大的輸出電壓，時(shí)鐘的幅度一般與電源電壓相同。上一級(jí)的輸出電壓從M1和M2管的漏極輸入，第一級(jí)輸入接電源電壓。當(dāng)CLK為1時(shí)，M1管的柵極為高電平，M1管導(dǎo)通，PMOS管M3和M5截止，電荷流過M1管并對(duì)C2充電。M2管處于截止?fàn)顟B(tài)，當(dāng)C2兩端的電壓較小時(shí)，M4和M6導(dǎo)通，電荷流過M4和M6并對(duì)電容C3充電，電容C3的端電壓提供M3-M6襯底的偏置電壓。輸出電壓為M4的漏端電壓。當(dāng)CLK為0時(shí)，為1，M1、M4和M6截止，M2、M3和M5導(dǎo)通，電荷流過M2管并對(duì)電容C1進(jìn)行充電。M1管處于截止?fàn)顟B(tài)，當(dāng)C1兩端電壓較小時(shí)，M3和M6導(dǎo)通，電荷流過M3和M5并對(duì)電容C3充電。至此完成了三個(gè)電容的預(yù)充電過程。

當(dāng)電容 C1、C2和 C3上存儲(chǔ)有一定電荷并帶有電勢(shì)差后，CLK再為1，M1的柵極電壓為 VDD+VC1，此電壓使電荷流過M4和M6并對(duì)偏置電容C3進(jìn)行充電，使C3的端電壓隨之升高，輸出電壓也隨之升高。當(dāng)CLK再為0，為1，M2管導(dǎo)通并對(duì)電容 C1充電，補(bǔ)充前半個(gè)時(shí)鐘周期對(duì)C3充電損失的電荷。以第一級(jí)為例，輸出電壓近似為兩個(gè)電源電壓之和。

現(xiàn)討論此電荷泵與基本 Dickson相比的優(yōu)點(diǎn)，主要考慮閾值電壓的影響，忽略襯底電容、負(fù)載電流的影響。對(duì)于 Dickson電荷泵，假設(shè)第 n-1級(jí)的輸出電壓為 Vn-1，當(dāng)CLK為0時(shí)，傳遞到第n級(jí)（假設(shè)n為奇數(shù)）的耦合電容上的電壓為 Vn-1-Vth，電壓增益為 VDD-Vth，且隨著前級(jí)電壓的增大，二極管連接的NMOS管的閾值電壓不斷增大，每一級(jí)的電壓損失也越來越大，電壓增益隨之降低。以第n級(jí)為例，對(duì)于改進(jìn)型電荷泵CP3，采用NMOS作為傳輸管，在預(yù)充電過程完成后，CLK為1、為0時(shí)，M1的柵極電壓近似為 VDD+Vn-1，漏端電壓為 Vn-1，源端電壓不大于漏端電壓，故 VGS1=VDD。當(dāng)滿足 VGS1=VDD＞Vth1，M1管恒導(dǎo)通(VGD1＞VGS1＞Vth1，M1工作在線性區(qū))，流過M1的電流對(duì)電容C2充電，隨著C2上的壓降不斷增大，流過M1的電流不斷減小，最終電流為零，根據(jù)平方率公式，也即M1的VDS=0。所以最終電容C2上的壓降為 Vn-1，也即單級(jí)增益為 VDD。

對(duì)比 Dickson電荷泵和本文設(shè)計(jì)的新型電荷泵，可知新型電荷泵CP3的單級(jí)增益基本恒定且遠(yuǎn)大于Dickson電荷泵的單級(jí)增益，即基本消除了閾值電壓的影響。

3　仿真結(jié)果

本文使用華虹NEC的0.35 μm CMOS工藝模型，在Cadence平臺(tái)上利用Spectre工具對(duì)所設(shè)計(jì)的電路進(jìn)行仿真，其中MOS管采用高壓管模型。仿真環(huán)境設(shè)置如下：仿真溫度27℃，電源電壓3.3 V，時(shí)鐘頻率20 MHz，耦合電容1 pF，偏置電容 100 fF，負(fù)載電容 10 pF。圖4給出了不同電源電壓下 CP1-CP3的輸出電壓曲線。圖5給出了不同級(jí)數(shù)的 CP1-CP3的輸出電壓曲線。圖6給出了在相同仿真環(huán)境情況下(電源電壓為3.3 V)，5級(jí)電荷泵CP1-CP3輸出電壓的比較。

圖4　CP1-CP3輸出電壓隨電源電壓變化曲線

圖5　CP1-CP3輸出電壓隨級(jí)數(shù)變化曲線

圖4顯示，在相同仿真環(huán)境下，電荷泵CP1-CP3的輸出電壓都隨著電源電壓的增大而增大，對(duì)于某一給定的電源電壓，本文設(shè)計(jì)的新型電荷泵CP3的輸出電壓最高。

圖5顯示，在相同仿真環(huán)境下，電荷泵 CP1-CP3的輸出電壓隨著電荷泵級(jí)數(shù)的變化而變化。對(duì)于基本電荷泵 CP1，輸出電壓變化很小，對(duì)于 CP2，在 3-6階內(nèi)，輸出電壓隨著級(jí)數(shù)增大而增大，因此可以通過增大CP2的級(jí)數(shù)獲得較大的輸出電壓。對(duì)于本文設(shè)計(jì)的新型電荷泵CP3，在級(jí)數(shù)達(dá)到 4級(jí)時(shí)輸出電壓達(dá)到最大值，實(shí)現(xiàn)了在較低級(jí)數(shù)下獲得較大輸出電壓的功能。

圖6所示為在相同仿真環(huán)境情況下(電源電壓為3.3 V)，五級(jí) CP1、CP2電荷泵和本文設(shè)計(jì)的 5階新型電荷泵輸出電壓仿真結(jié)果的比較。由仿真結(jié)果可以看出，在相同級(jí)數(shù)條件下，基本Dickson電荷泵CP1雖然啟動(dòng)時(shí)間較短，但是由于受到體效應(yīng)的影響，輸出電壓只能達(dá)到6 V，電荷泵CP2雖然在基本電荷泵 CP1基礎(chǔ)上輸出電壓提升了一倍，但是11 V的輸出電壓還是低于Flash或 EEPROM的編程電壓。而本文設(shè)計(jì)的新型電荷泵CP3就很好地克服了這個(gè)缺點(diǎn)，輕松實(shí)現(xiàn)了15 V左右的高壓，可以對(duì)Flash或EEPROM進(jìn)行讀寫。

圖6　CP1-CP3輸出電壓曲線

4　結(jié)論

本文在對(duì)基本 Dickson電荷泵進(jìn)行分析基礎(chǔ)上，針對(duì)隨著電荷泵級(jí)數(shù)增加，體效應(yīng)的影響越來越嚴(yán)重的問題，設(shè)計(jì)了一種新型的電荷泵結(jié)構(gòu)。該結(jié)構(gòu)采用交叉耦合的NMOS開關(guān)管傳輸電荷，基本消除了體效應(yīng)的影響，提高了電壓增益，可以在相同級(jí)數(shù)條件下，輸出比基本Dickson電荷泵高得多的電壓，從而為EEPROM提供穩(wěn)定的擦、讀、寫電壓。

[1]Jongshin Shin，In-Young，June Park.A new charge pump without degradation in threshold voltage due to body effect[J]. IEEE J Solid-state Circuits，2000，35(8)：1227-1230.

[2]Wu Jieh-Tsorng，Chang Kuen-Long.Mos charge pumps for low voltage operation[J].IEEE J Solid-State Circuits，1998，33(4)：592-597.

[3]DICKSON J F.On-chip high voltage generation in NMOS integrated circuits using an improved voltage multiplier technique[J].IEEE J Solid-State Circuits，1976，11(6)：374-378.

[4]劉楷，潘立陽(yáng)，朱鈞，等.一個(gè)精確時(shí)鐘驅(qū)動(dòng)的Dickson倍壓電荷泵電路[J].微電子學(xué)，2002，32(4)：302-304，307.

[5]楊盛光，何書專，高明倫，等.一種低電壓、高增益電荷泵[J].電子與信息學(xué)報(bào)，2007，29(8)：2001-2005.

Circuit design of a new charge pump

Xu Huachao，Lin Changlong，Liang Ke，Wang Jin，Li Guofeng
(IC Design and System Integration Laboratory，Nankai University，Tianjin 300071，China)

When Dickson charge pump is in a multi-stage cascade,body effect can significantly reduce the efficiency of the charge pump.This paper presents a new charge pump circuit.The charge pump transmits charge with a cross-coupled NMOS switch and controls the gate of the switch using the output voltage of each stage,which effectively inhibits the body effect and increases the voltage gain.Spectre results showed that,under the operating voltage of 3.3 V,the new four level charge pump easily achieve a high output voltage of 15 V.The charge pump circuit has excellent performance and a strong ptacticability.

charge pump；body effect；cross-coupled；voltage gain

TN402

A

10.16157/j.issn.0258-7998.2016.02.010

2015-07-30)

徐華超（1991-），男，碩士研究生，主要研究方向：模擬集成電路設(shè)計(jì)。

林長(zhǎng)龍（1988-），男，博士研究生，主要研究方向：模擬集成電路設(shè)計(jì)。

梁科（1978-），男，博士，高級(jí)實(shí)驗(yàn)師，主要研究方向：集成電路設(shè)計(jì)，嵌入式系統(tǒng)設(shè)計(jì)。

中文引用格式：徐華超，林長(zhǎng)龍，梁科，等.一種新型電荷泵電路設(shè)計(jì)[J].電子技術(shù)應(yīng)用，2016，42(2)：39-41，49.

英文引用格式：Xu Huachao，Lin Changlong，Liang Ke，et al.Circuit design of a new charge pump[J].Application of Electronic Technique，2016，42(2)：39-41，49.