雙重移相控制與傳統(tǒng)移相控制相結(jié)合的雙有源橋式DC-DC變換器優(yōu)化控制策略

吳俊娟　孟德越　申彥峰　沈　虹　孫孝峰

(電力電子節(jié)能與傳動(dòng)控制河北省重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室(燕山大學(xué))　秦皇島　066004)

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雙重移相控制與傳統(tǒng)移相控制相結(jié)合的雙有源橋式DC-DC變換器優(yōu)化控制策略

吳俊娟孟德越申彥峰沈虹孫孝峰

(電力電子節(jié)能與傳動(dòng)控制河北省重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室(燕山大學(xué))秦皇島066004)

為減小雙有源橋式DC-DC變換器的功率損耗，提出一種雙重移相加傳統(tǒng)移相控制的優(yōu)化控制策略，保證漏感電流有效值最小，同時(shí)使得所有開(kāi)關(guān)管實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)通(ZVS)軟開(kāi)關(guān)。首先分析變換器在傳統(tǒng)移相和雙重移相下的傳輸功率特性和軟開(kāi)關(guān)范圍。在此基礎(chǔ)上，通過(guò)建立漏感電流有效值、傳輸功率及軟開(kāi)關(guān)條件的數(shù)學(xué)模型，得出一條最優(yōu)控制軌跡。該軌跡確保變換器工作于最小電流有效值狀態(tài)且可以實(shí)現(xiàn)ZVS軟開(kāi)關(guān)，從而顯著減小系統(tǒng)的導(dǎo)通損耗和開(kāi)關(guān)損耗，實(shí)現(xiàn)了雙有源橋變換器的優(yōu)化控制。實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了理論分析的正確性和控制策略的有效性。

雙有源橋式DC-DC變換器雙重移相控制電流有效值優(yōu)化控制

0　引言

近年來(lái)，隨著新能源、電動(dòng)汽車(chē)等新技術(shù)的發(fā)展，雙向DC-DC變換器受到越來(lái)越多的關(guān)注。相對(duì)于傳統(tǒng)的單向變換器，雙向變換器相當(dāng)于兩個(gè)單向變換器反向并聯(lián)，增加了能量的雙向流動(dòng)能力，但拓?fù)渖蠀s進(jìn)行了簡(jiǎn)化，由于使用了更少的開(kāi)關(guān)器件，其結(jié)構(gòu)更加緊湊，功率密度更高，動(dòng)態(tài)響應(yīng)更快，能夠方便快速實(shí)現(xiàn)能量的雙向流動(dòng)。另外，在低壓大電流應(yīng)用場(chǎng)合，雙向DC-DC變換器可工作在同步整流狀態(tài)，能夠有效降低通態(tài)損耗。目前，最為典型的拓?fù)涫请p向Buck/Boost變換器和雙有源橋式變換器，兩者在直流電機(jī)驅(qū)動(dòng)、不間斷電源和電動(dòng)汽車(chē)等需要進(jìn)行能量雙向流動(dòng)的場(chǎng)合應(yīng)用廣泛[1-5]。

目前，雙向變換器的控制方式主要有以下3種：①變頻控制[6]，即通過(guò)改變開(kāi)關(guān)變換器的工作頻率改變電壓增益，從而改變傳輸能量的大小。但是變頻控制給變壓器的優(yōu)化設(shè)計(jì)帶來(lái)了一定局限性，設(shè)計(jì)不合理可能會(huì)帶來(lái)更大的損耗，從而降低效率。②占空比控制[2]，即通過(guò)控制開(kāi)關(guān)變換器的占空比來(lái)控制傳輸能量的大小。由于開(kāi)關(guān)管工作于硬開(kāi)關(guān)狀態(tài)，在中大功率場(chǎng)合或?qū)ψ儞Q器效率要求較高的場(chǎng)合不宜使用。③移相控制[7]，即通過(guò)控制開(kāi)關(guān)管的相位來(lái)產(chǎn)生變壓器前后兩端的相移和實(shí)現(xiàn)橋內(nèi)“占空比”控制。通過(guò)合理控制，理論上可以實(shí)現(xiàn)空載到滿載范圍內(nèi)的全程軟開(kāi)關(guān)。移相控制方式有傳統(tǒng)移相控制(橋間移相)，雙重移相控制[8-10]和三重移相控制[11]。其中，雙重移相控制由于軟開(kāi)關(guān)范圍大，實(shí)現(xiàn)方便，成為研究熱點(diǎn)。文獻(xiàn)[8]分析了雙重移相控制的優(yōu)點(diǎn)，但其只關(guān)注了外部模式下的回流功率特性，并沒(méi)有在全程范圍內(nèi)進(jìn)行分析。文獻(xiàn)[12]提出用損耗求得最佳的移相角，并給出了一種優(yōu)化控制方案，但其只分析了外部模式，未考慮輕載時(shí)的情況。文獻(xiàn)[13]分析了從內(nèi)部模式到外部模式下雙重移相控制的情況，并給出了在最小回流功率情況下的一種優(yōu)化控制方案。但由于雙重移相控制方式并不能達(dá)到最大傳輸功率，功率范圍有一定限制。文獻(xiàn)[11]從整體上對(duì)雙有源橋式變換器(Dual Active Bridge，DAB)進(jìn)行了分析，并給出了一種最大擴(kuò)展零電壓開(kāi)通(Zero Voltage Switching，ZVS)條件的方法，但其內(nèi)部模式使用3個(gè)控制移相變量，控制較為復(fù)雜，且只保證了整體實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)，并沒(méi)有整體提升效率，且不能實(shí)現(xiàn)最大功率傳輸。文獻(xiàn)[14]分析了電流應(yīng)力、效率和移相角之間的關(guān)系，并給出了減小電流應(yīng)力的控制方法，但其并不能保證軟開(kāi)關(guān)的實(shí)現(xiàn)。文獻(xiàn)[15，16]分析了效率和移相角之間的關(guān)系，不能保證實(shí)現(xiàn)整體軟開(kāi)關(guān)，且效率和電路參數(shù)關(guān)系很大，實(shí)際中電路參數(shù)設(shè)計(jì)復(fù)雜，很多參數(shù)變化可能會(huì)影響效率，并不具有通用性。

為了減小雙有源橋式DC-DC 變換器的損耗，本文首先分析傳統(tǒng)移相控制和雙重移相控制，并在此基礎(chǔ)上，提出了一種傳統(tǒng)移相加雙重移相的優(yōu)化控制方案。相比傳統(tǒng)移相控制，所提方案能夠保證變換器在實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)的同時(shí)保證變壓器漏感電流有效值最小，從而減小線路的損耗。同時(shí)，該方案能夠?qū)崿F(xiàn)負(fù)載從空載到滿載自由切換，使傳輸功率的調(diào)節(jié)范圍擴(kuò)大，靈活性增強(qiáng)。

1　傳統(tǒng)移相控制與雙重移相控制

雙有源橋式DC-DC變換器電路拓?fù)淙鐖D1所示，其控制方式是移相控制。傳統(tǒng)移相控制能夠滿足最大功率傳輸，但在輸入、輸出電壓不匹配時(shí)電流應(yīng)力較大，甚至不能實(shí)現(xiàn)開(kāi)關(guān)管軟開(kāi)關(guān)[7]。通過(guò)在橋內(nèi)加入移相變?yōu)殡p重移相，可以拓寬變換器軟開(kāi)關(guān)的范圍，使得輸入、輸出電壓不匹配時(shí)也能實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)，同時(shí)減小電流應(yīng)力、減小回流功率，但雙重移相控制不能滿足最大傳輸功率的要求。為滿足從輕載到滿載的功率傳輸，控制模式需要在雙重移相控制模式和傳統(tǒng)移相控制模式間進(jìn)行切換，使其工作在全負(fù)載功率范圍內(nèi)[11]，具體分析如下。

圖1　雙有源橋式DC-DC變換器Fig.1　Dual active bridge DC-DC converter

1.1傳統(tǒng)移相控制

傳統(tǒng)移相控制下，前后級(jí)全橋均工作于相同開(kāi)關(guān)頻率，上、下橋臂輪流導(dǎo)通(各導(dǎo)通180°)，斜對(duì)角開(kāi)關(guān)管同時(shí)導(dǎo)通關(guān)斷。同時(shí)，前后橋之間存在移相角，通過(guò)控制變壓器兩側(cè)電壓波形的相位關(guān)系來(lái)控制功率的大小和流向。定義d=nU2/U1。 當(dāng)d>1時(shí)，即nU2>U1時(shí)，變換器工作于Boost模式；當(dāng)d<1時(shí)，即nU2

由圖2可知，電感電流在一個(gè)周期內(nèi)波形對(duì)稱(chēng)。根據(jù)漏感電流斜率，可得到傳統(tǒng)移相控制下電感電流iL在半個(gè)周期內(nèi)的表達(dá)式

iL=

(1)

圖2　傳統(tǒng)移相控制工作波形Fig.2　Operating waveforms with the traditional phase-shift control

根據(jù)奇對(duì)稱(chēng)性，可知iL(t0)=iL(t2)， 將其代入式(1)，可求得iL(t0)， 進(jìn)而求得平均輸出電流為

(2)

式(2)兩側(cè)同乘以輸入電壓U1， 得到傳統(tǒng)移相模式下的平均輸出功率為

(3)

根據(jù)圖2中的電流波形，求出傳統(tǒng)移相時(shí)電流有效值的平方為

(4)

理論上，如果在開(kāi)關(guān)管的開(kāi)通時(shí)刻，流過(guò)該開(kāi)關(guān)管的漏源電流為負(fù)，則其反并聯(lián)二極管先于晶體管導(dǎo)通，即該開(kāi)關(guān)管可以實(shí)現(xiàn)ZVS導(dǎo)通。所以理論的ZVS軟開(kāi)關(guān)限制條件[17]為iL(t0)<0、iL(t1)>0。 當(dāng)d<1時(shí)，若iL(t1)>0成立，iL(t0)<0恒成立，因此，正向Buck傳輸模式軟開(kāi)關(guān)條件變?yōu)閕L(t1)>0。 代入式(1)，并結(jié)合電流波形的奇對(duì)稱(chēng)性可得軟開(kāi)關(guān)限制條件為

D>(1-d)/2

(5)

1.2雙重移相控制

1)外部模式：低壓側(cè)與傳統(tǒng)移相控制相同，高壓側(cè)加入橋內(nèi)移相。此時(shí)，橋間移相角D大于橋內(nèi)移相角D1，如圖3所示。

通過(guò)比較發(fā)現(xiàn)，傳統(tǒng)移相控制可以看作雙重移相控制外部模式下D1=0的一種特殊情況。下面對(duì)雙重移相外部模式進(jìn)行分析。

根據(jù)圖3中的電感電流波形及其斜率，得到雙重移相外部模式電感電流iL在半個(gè)周期的表達(dá)式為

iL=

(6)

根據(jù)對(duì)稱(chēng)性，可知iL(t0)=iL(t3)， 代入式(6)求得iL(t0)， 進(jìn)而求得平均輸出電流為

(7)

式(7)兩側(cè)同乘以輸入電壓U1， 得到雙重移相外部模式下的平均輸出功率為

(8)

根據(jù)圖3所給的電流折線圖，求出雙重移相外部模式時(shí)電流有效值的平方表達(dá)式為

(9)

雙重移相外部模式下軟開(kāi)關(guān)的限制條件[11，13]為 iL(t0)<0、 iL(t1)<0、 iL(t2)>0。 當(dāng)d<1時(shí)，若iL(t1)<0， 則iL(t0)<0必然成立，因此，正向Buck傳輸模式下軟開(kāi)關(guān)條件為iL(t1)<0、 iL(t2)>0。 從而得到雙重移相外部模式下軟開(kāi)關(guān)條件為

(10)

2)內(nèi)部模式：低壓側(cè)和傳統(tǒng)移相控制相同，高壓側(cè)加入橋內(nèi)移相。與雙重移相外部模式所不同的是此時(shí)橋間移相角D小于橋內(nèi)移相角D1，如圖4所示。

圖4　雙重移相內(nèi)部模式下工作波形Fig.4　Operaing waveforms of inner mode with dual-phase-shift control

根據(jù)圖4中的電感電流波形及其斜率，得到雙重移相內(nèi)部模式電感電流iL在半個(gè)周期內(nèi)的表達(dá)式

(11)

根據(jù)對(duì)稱(chēng)性，可得iL(t0)=iL(t3)， 代入式(11)，進(jìn)而求得平均輸出電流

(12)

式(12)乘以輸入電壓U1， 得到雙重移相內(nèi)部模式下平均輸出功率為

(13)

根據(jù)圖4中所給電流折線圖，求出雙重移相內(nèi)部模式下電流有效值的平方表達(dá)式為

(14)

對(duì)于雙重移相內(nèi)部模式而言，其軟開(kāi)關(guān)限制條件[11，13]為iL(t0)<0、 iL(t1)>0、 iL(t2)<0， 即

(15)

2　優(yōu)化控制方案分析

文獻(xiàn)[11]所提控制方案保證了雙有源變換器軟開(kāi)關(guān)的范圍，并根據(jù)軟開(kāi)關(guān)范圍得到一條優(yōu)化軌跡曲線，但該曲線只是保證最差情況下軟開(kāi)關(guān)的范圍，并沒(méi)有減小損耗。文獻(xiàn)[14]所提控制方案保證了線路中電流應(yīng)力最小，但沒(méi)有考慮軟開(kāi)關(guān)情況，適用于低壓大電流場(chǎng)合。文獻(xiàn)[8]通過(guò)保證開(kāi)關(guān)管工作于軟開(kāi)關(guān)來(lái)減小開(kāi)關(guān)損耗，適用于高頻小功率場(chǎng)合?？紤]變換器工作在不同應(yīng)用場(chǎng)合，本文將減小電流有效值和保證軟開(kāi)關(guān)兩種優(yōu)勢(shì)結(jié)合，提出一種優(yōu)化控制方式。使變換器在不同工況下均能保證較高效率。

(16)

(17)

聯(lián)立式(16)和式(17)，得到不同傳輸功率下的最優(yōu)軌跡曲線，即式(18)。式(18)中，第1段分段函數(shù)對(duì)應(yīng)雙重移相內(nèi)部模式下的控制軌跡，第2段分段函數(shù)對(duì)應(yīng)雙重移相外部模式下的控制軌跡，第3段對(duì)應(yīng)傳統(tǒng)移相模式下的控制軌跡。將這3個(gè)分段函數(shù)表達(dá)式分別各自代入軟開(kāi)關(guān)限制條件式(15)、式(10)和式(5)，均滿足軟開(kāi)關(guān)限制條件，說(shuō)明該控制策略可以保證軟開(kāi)關(guān)的實(shí)現(xiàn)。可見(jiàn)，通過(guò)軟開(kāi)關(guān)限制，保證了軟開(kāi)關(guān)實(shí)現(xiàn)；通過(guò)求取條件極值，保證了傳輸同樣功率時(shí)電流有效值最??；通過(guò)雙重移相控制模式、傳統(tǒng)移相模式的切換，保證了負(fù)載從空載到滿載范圍內(nèi)的高效功率變換。

(18)

(19)

圖5　外部模式最優(yōu)軌跡曲線Fig.5　Optimal control trajectory in the outer mode

圖6　內(nèi)部模式最優(yōu)軌跡曲線Fig.6　Optimal control trajectory in the inner mode

結(jié)合外部?jī)?yōu)化控制曲線，就可使內(nèi)部模式和外部模式得以銜接。最終優(yōu)化曲線如圖7所示。

圖7　相結(jié)合的內(nèi)外最優(yōu)軌跡曲線Fig.7　Combined optimal control trajectory

從圖7可以看出，此時(shí)內(nèi)部模式和外部模式完全銜接。這樣，就可以保證由內(nèi)部模式平滑過(guò)渡到外部模式。由于內(nèi)部模式傳輸功率較小，因此變換器效率優(yōu)化的整體影響并不是很大。

3　系統(tǒng)控制與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

本文以TMS320F28335DSP為主控芯片，搭建了一臺(tái)雙有源橋變換器實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，參數(shù)見(jiàn)表1。其中，開(kāi)關(guān)管S1～S8采用IRFP250，變壓器一、二次側(cè)均選用利茲線，匝數(shù)均為28匝。

表1　變換器參數(shù)Tab.1　Parameters of the converter

圖8為本文實(shí)驗(yàn)采用的控制策略框圖。根據(jù)得出的控制軌跡函數(shù)D1=f(D，d)，調(diào)節(jié)橋內(nèi)移相角和橋間移相角，保持輸出電壓恒定和功率傳輸。

圖8　控制策略框圖Fig.8　Diagram of the control strategy

圖8中，邏輯判斷部分為改進(jìn)的最優(yōu)軌跡分段函數(shù)D1=f(D,d)， 為控制方便，取d為定值，即d=0.9。如此，D1=f(D,d)的最優(yōu)軌跡曲線變?yōu)橐辉瘮?shù)D1=f(D)， 負(fù)載的大小不同，使得PI調(diào)節(jié)器的輸出值D不同。再通過(guò)判斷不同D值對(duì)應(yīng)的函數(shù)曲線，即可得到相應(yīng)的D1，然后再通過(guò)調(diào)制生成PWM波進(jìn)行觸發(fā)。

圖9給出了雙重移相內(nèi)部模式、雙重移相外部模式和傳統(tǒng)移相模式下的全橋逆變輸出電壓uab、ucd及電感電流iL波形。

圖9　閉環(huán)實(shí)驗(yàn)波形Fig.9　Experimental waveforms under closed loop

從圖9可以看出，隨著負(fù)載的不斷增大，變換器實(shí)現(xiàn)了從雙重移相內(nèi)部模式到雙重移相外部模式再到傳統(tǒng)移相模式的切換。當(dāng)傳輸功率分別為10 W、75 W、160 W時(shí)，由此時(shí)的電壓、電流波形可見(jiàn)，變換器分別工作于雙重移相內(nèi)部模式、雙重移相外部模式和傳統(tǒng)移相控制模式?？梢詼y(cè)得此時(shí)電路的傳輸效率分別為87.54%、96.51%、96.09%。3種工作狀況均能保證變換器工作于軟開(kāi)關(guān)狀態(tài)?？梢?jiàn)，實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證和理論分析一致，驗(yàn)證了理論的正確性。

以d=0.9為例，給出3組非最優(yōu)軌跡點(diǎn)和最優(yōu)軌跡點(diǎn)時(shí)的電流應(yīng)力對(duì)比曲線，如圖10所示。

圖10　電流應(yīng)力對(duì)比曲線Fig.10　Comparative curves of current stress

從圖10可以看出，同等傳輸功率情況下，最優(yōu)軌跡點(diǎn)處電流應(yīng)力最小。所以通過(guò)控制橋內(nèi)移相D1，可以保證同等傳輸功率下電路中電流應(yīng)力最小。隨著傳輸功率的增加，電流應(yīng)力必然會(huì)增加，但最優(yōu)軌跡點(diǎn)始終保證該功率傳輸條件下電流應(yīng)力最小，從而減小了電路中的回流功率和導(dǎo)通損耗，提高了效率。

從圖10還可以看到，實(shí)際最優(yōu)軌跡點(diǎn)在理論最優(yōu)軌跡點(diǎn)附近，此時(shí)電流有效值降到最低，最佳效率點(diǎn)在電流最小值點(diǎn)附近。主要原因是本文中將雙有源橋式變換器主電路近似為電阻性電路，而實(shí)際中，由于電容、電感以及體二極管等非線性因素的存在，變換器的實(shí)際模型并不能簡(jiǎn)單地看作一個(gè)電阻性電路。尤其內(nèi)部模式下控制軌跡函數(shù)采用二次函數(shù)擬合，并不能很好地逼近實(shí)際最優(yōu)解曲線，因此，存在一定的偏差。

圖11為實(shí)驗(yàn)樣機(jī)測(cè)試的效率對(duì)比曲線?？梢钥闯?，傳統(tǒng)移相模式和非最優(yōu)雙重移相在輕載時(shí)效率僅為67%和74.8%。而本文提出的優(yōu)化控制策略從輕載到滿載，變換器都有較高的輸出效率：當(dāng)變換器處于輕載時(shí)，變換器的效率在87%左右，整個(gè)工作范圍內(nèi)變換器最高效率約為97.1%。

圖11　測(cè)試的效率曲線Fig.11　Measured efficiency curves

4　結(jié)論

本文針對(duì)DAB變換器，提出了一種傳統(tǒng)移相與雙重移相結(jié)合的優(yōu)化控制策略，可以保證變換器在全工作范圍內(nèi)工作于電流有效值最小和ZVS軟開(kāi)關(guān)的狀態(tài)，從而可以顯著減小系統(tǒng)的導(dǎo)通損耗和開(kāi)關(guān)損耗。實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了該控制策略的實(shí)用性。與傳統(tǒng)方案相比，所提控制策略具有以下優(yōu)勢(shì)：

1)能夠減小電流有效值，減小變換器的損耗，提升變換器的效率。

2)通過(guò)合理調(diào)節(jié)移相角，可以使DAB一直工作在軟開(kāi)關(guān)狀態(tài)。

3)通過(guò)雙重移相內(nèi)部模式、雙重移相外部模式、傳統(tǒng)移相模式之間的切換，使得變換器能夠工作在全負(fù)載范圍內(nèi)。

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吳俊娟女，1979 年生，博士，副教授，碩士生導(dǎo)師，研究方向?yàn)楣β首儞Q器建模及控制研究、新能源發(fā)電系統(tǒng)。

E-mail：wujunjuan@ysu.edu.cn(通信作者)

孟德越男，1990年生，碩士研究生，研究方向?yàn)樾履茉窗l(fā)電、雙向直流變換器。

E-mail：xingyuesishui@163.com

Optimal Control Strategy of Dual Active Bridge DC-DC Converter with Combined Dual-Phase-Shift and Traditional-Phase-Shift Controls

Wu JunjuanMeng DeyueShen YanfengShen HongSun Xiaofeng

(Key Lab of Power Electronics for Energy Conservation and Motor Drive of Hebei Province Yanshan UniversityQinhuangdao066004China)

In order to reduce the power losses of the dual active bridge(DAB) DC-DC converter，an optimal control strategy combining dual-phase-shift and traditional-phase-shift controls is proposed.It can minimize the root-mean-square(RMS) current flowing through the leakage inductor while ensuring zero-voltage-switching(ZVS) operation of all power switches.In this paper，the power transmission characteristics and soft-switching range under traditional phase-shift control and dual phase-shift control are first analyzed respectively.On this basis，by establishing the mathematical models of the RMS current，transmission power，and soft switching conditions，an optimal control trajectory is derived，which enables the DAB converter to operate in the minimum-RMS-current state while guaranteeing ZVS operation of all power switches.Thus，both the conduction and switching losses can be significantly reduced，and the optimal control of DAB is achieved.Finally，experimental results are provided to validate the correctness of theoretical analysis and feasibility of the control strategy.

Dual active bridge DC-DC converter，dual-phase-shift control，RMS current，optimal control

國(guó)家自然科學(xué)基金(51407155)和河北省自然科學(xué)基金(E2015203407，E2016203156)資助項(xiàng)目。

2015-05-25改稿日期2015-09-01

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