模塊化多電平換流器子模塊均壓方法

渠愛霞，韓如成，許敏敏

(太原科技大學(xué) 電子信息工程學(xué)院，太原 030024)

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模塊化多電平換流器子模塊均壓方法

渠愛霞，韓如成，許敏敏

(太原科技大學(xué) 電子信息工程學(xué)院，太原 030024)

子模塊的均壓問題是研究模塊化多電平換流器(MMC)的關(guān)鍵技術(shù)。針對(duì)傳統(tǒng)子模塊電容電壓均衡控制存在調(diào)制波計(jì)算量大的問題，提出一種優(yōu)化的電容電壓均衡控制策略，該策略在傳統(tǒng)子模塊電容電壓均衡控制的基礎(chǔ)上，引入2個(gè)開關(guān)，并設(shè)置2個(gè)電容電壓偏差參考值與實(shí)際值進(jìn)行比較來判斷開關(guān)的開通與關(guān)斷。這種方法不僅可以使電容均壓計(jì)算量減少，而且可以切除故障子模塊。最后，在MATLAB/Simulink中搭建MMC的仿真模型，仿真驗(yàn)證該方法的正確性和有效性。

模塊化多電平換流器；子模塊；電容均壓；電容電壓偏差參考值

2002 年，德國學(xué)者 R.Marquart 和 A.Lesnicar最早提出了模塊化多電平換流器(modular multilevel converter，MMC)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的概念[1]。與傳統(tǒng)的兩電平、三電平換流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)相比，MMC不僅具有其原有的優(yōu)點(diǎn)，而且由于其模塊化結(jié)構(gòu)，還具有其它的優(yōu)勢(shì)[2]。通過改變接入換流器MMC的子模塊數(shù)量，來快速實(shí)現(xiàn)不同功率和電壓等級(jí)的要求，這種方法不但可以降低開關(guān)頻率和諧波含量，而且便于實(shí)現(xiàn)集成化設(shè)計(jì)，縮短項(xiàng)目時(shí)間，節(jié)約成本等優(yōu)點(diǎn)[3-5]。因?yàn)镸MC的優(yōu)勢(shì)，使得它在有源濾波、電機(jī)拖動(dòng)、無功補(bǔ)償及高壓直流輸電等方面具有良好的發(fā)展前景[6-7]。

子模塊電容電壓相等是MMC正常運(yùn)行的前提條件，所以電容均壓為MMC的關(guān)鍵技術(shù)。對(duì)于MMC的均壓問題，文獻(xiàn)[8]提出引入雙保持因子和能量平衡因子的分組排序，雖然對(duì)傳統(tǒng)的電壓排序法進(jìn)行改進(jìn)，但當(dāng)子模塊數(shù)量很多時(shí)，實(shí)現(xiàn)復(fù)雜，開關(guān)頻率仍高。文獻(xiàn)[9]采用橋臂總能量和能量均衡的閉環(huán)控制方案來實(shí)現(xiàn)子模塊電容電壓的均衡。但該方法對(duì)運(yùn)算能力要求較高。文獻(xiàn)[10]采用子模塊電容電壓平均值控制和子模塊電容電壓均衡控制方法，但電容電壓均衡控制需計(jì)算每一個(gè)子模塊的電容電壓的修正量，造成調(diào)制波的計(jì)算量增加。本文對(duì)子模塊電容電壓均衡控制進(jìn)行優(yōu)化，在額定電容電壓和實(shí)際電容電壓相比較之后，加入開關(guān)，對(duì)其進(jìn)行判斷。設(shè)定合適的額定電容電壓和實(shí)際電容電壓之間偏差的參考值，參考值△U1設(shè)為需要均衡調(diào)節(jié)的最小值，參考值△U2設(shè)為電容電壓允許的最大偏差。當(dāng)電容電壓偏差大于參考值△U2，小于參考值△U2時(shí)，進(jìn)行電容電壓均衡控制；當(dāng)電容電壓小于參考值△U1時(shí)，則不進(jìn)行控制。但當(dāng)電壓偏差大于參考值△U2時(shí)，切除子模塊。這樣不僅可以使調(diào)制波的計(jì)算簡單，而且可以迅速去掉故障子模塊。最后，通過仿真驗(yàn)證了該方法的正確性和有效性。

1 MMC的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和工作原理

1.1 MMC的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

模塊化多電平換流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示，一個(gè)換流器有三相組成，每相由2個(gè)完全對(duì)稱的橋臂組成，且每個(gè)橋臂是由若干個(gè)子模塊(sub module，SM)和電感串聯(lián)而成，電感可以抑制短路電流和橋臂環(huán)流，提高系統(tǒng)運(yùn)行的可靠性。

圖1 MMC的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

圖2 子模塊的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

就目前情況來看，幾乎所有的MMC都采用半橋式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，如圖2所示。子模塊的結(jié)構(gòu)是由2個(gè)晶閘管IGBT、2個(gè)二極管D和1個(gè)電容C組成。

1.2 MMC的工作原理

根據(jù)IGBT的觸發(fā)信號(hào)和電流方向的不同，其子模塊的工作狀態(tài)也不同，可以分為閉鎖、投入、切除。如表1所示。

表1 子模塊的工作狀態(tài)

根據(jù)表中子模塊的工作狀態(tài)，可以把輸出電壓等效為一個(gè)可控電壓源，當(dāng)T1導(dǎo)通時(shí)，輸出為Uc；當(dāng)T2導(dǎo)通時(shí)，輸出為0.假設(shè)MMC一相橋臂內(nèi)第i個(gè)子模塊的工作狀態(tài)函數(shù)為Si，并定義如下：

(1)

則第i個(gè)子模塊的輸出電壓為:

Ui=SiUc

(2)

MMC的每個(gè)橋臂輸出電壓之和Uarm，為橋臂中串聯(lián)的所有子模塊的輸出電壓之和。假設(shè)橋臂中的所有子模塊具有相同的電容電壓Uc.

(3)

由于三相MMC具有對(duì)稱性，以a相為例進(jìn)行分析，圖3為MMC的a相等效電路圖。

圖3 a相等效電路圖

由于橋臂上的電感很小，在不考慮橋臂電流在電感上的壓降時(shí)，可以得:

(4)

則：

(5)

式中:Udc為直流電壓，Uap為a相上橋臂電壓，Uan為a相下橋臂電壓，Ua為a相輸出電壓。

2 均壓方法

模塊化多電平換流器MMC的子模塊電容相互獨(dú)立，由于子模塊之間開關(guān)損耗和觸發(fā)脈沖的不同，會(huì)造成電容電壓之間的不平衡。電容電壓的不平衡會(huì)直接影響換流器的正常運(yùn)行，進(jìn)而影響輸出電壓的波形質(zhì)量。因此，如何維持電容的均壓非常關(guān)鍵。

2.1 傳統(tǒng)電容電壓均衡控制

傳統(tǒng)的均壓方法實(shí)質(zhì)是在MMC各子模塊調(diào)制波的基礎(chǔ)上分別疊加子模塊電容電壓均衡控制和子模塊電容電壓平均控制的修正量，來保證子模塊電容電壓的平均分配。

子模塊電容電壓的均衡控制如圖4所示。該控制方法是通過子模塊的電容電壓與參考電容電壓相比較，經(jīng)過PI控制器后，結(jié)合上、下橋臂的電流方向，實(shí)現(xiàn)均衡控制。

圖4 子模塊電容電壓均衡控制

因此，以a相橋臂為例進(jìn)行分析，可知，上、下橋臂子模塊的調(diào)制波計(jì)算公式為：

(6)

式中，Udc為直流側(cè)電壓，Ui為交流側(cè)輸入電壓，UCa為電容電壓平均控制的修正量，UjB為電容電壓均衡控制的修正量。

2.2 優(yōu)化電容電壓均衡控制

傳統(tǒng)均壓的方法是在每個(gè)子模塊原有調(diào)制波的基礎(chǔ)上進(jìn)行修正，避免各模塊之間因各種損耗和觸發(fā)脈沖的不同，導(dǎo)致電容電壓不相等。可是，由調(diào)制波的計(jì)算公式(6)可知，當(dāng)MMC具有很多子模塊時(shí)，計(jì)算每個(gè)子模塊的調(diào)制波顯得非常復(fù)雜，計(jì)算量較大。

因?yàn)樽幽K電容電壓是相對(duì)一致，而不是完全一致，所以可以對(duì)傳統(tǒng)子模塊電容電壓均衡控制進(jìn)行如圖5的改進(jìn)。優(yōu)化的電容電壓均衡控制是在傳統(tǒng)電容電壓均衡控制中，設(shè)置2個(gè)電容電壓偏差參考值。

圖5 優(yōu)化子模塊電容電壓均衡控制

參考值△U1設(shè)為需要均衡調(diào)節(jié)的最小值，當(dāng)實(shí)際電容電壓的偏差小于參考值△U1時(shí)，不進(jìn)行電容電壓均衡控制時(shí)，不影響輸出波形的質(zhì)量；當(dāng)實(shí)際電容電壓的偏差大于參考值△U1時(shí)，若不進(jìn)行電容電壓均衡控制，會(huì)影響輸出電壓質(zhì)量，因而必需進(jìn)行均衡調(diào)節(jié)。因此，的選取非常重要?！鱑1選的太小，不能達(dá)到最好的優(yōu)化效果，但△U1選的太大，可能影響模塊化多電平換流器的正常運(yùn)行。

參考值△U2設(shè)為電容電壓允許的最大偏差，當(dāng)實(shí)際電容電壓的偏差小于參考值△U2時(shí)，子模塊沒有損壞，不影響模塊化多電平換流器的正常運(yùn)行；但當(dāng)實(shí)際電容電壓的偏差大于參考值△U2時(shí)，表明子模塊出現(xiàn)故障。因而，△U2的取值也非常重要。

因?yàn)閰⒖贾怠鱑1是對(duì)調(diào)制波進(jìn)行修正，所以，它的選取原則是在不影響調(diào)制波產(chǎn)生脈沖的基礎(chǔ)上，取最大值，減少計(jì)算量。而參考值△U2的設(shè)置是為了快速切除故障子模塊，它的選取原則是在不影響MMC正常運(yùn)行的情況下，即根據(jù)電容電壓的最大偏差選取合適的值。

所以，優(yōu)化的均壓控制方法為：當(dāng)實(shí)際電容電壓偏差大于參考值△U1，小于參考值△U2時(shí)，開關(guān)1閉合，對(duì)電容電壓進(jìn)行均衡調(diào)整；當(dāng)實(shí)際電容電壓偏差小于參考值△U1時(shí)，開關(guān)1斷開，不進(jìn)行電壓均衡調(diào)整。當(dāng)實(shí)際電容電壓偏差大于參考值△U2時(shí)，子模塊出現(xiàn)故障，此時(shí)開關(guān)2斷開，子模塊切除。這種改進(jìn)不僅可以簡化調(diào)制波的計(jì)算，使計(jì)算量減少，而且可以快速切除故障子模塊。

3 仿真結(jié)果

為了驗(yàn)證該方法的正確性和有效性，在MATLAB/Simulink仿真中，搭建五電平模塊化多電平換流器的仿真模型。仿真的參數(shù)選取如下：交流側(cè)電壓幅值為5.5 kV，基頻為50 Hz，每個(gè)橋臂有8個(gè)子模塊組成，子模塊電容參考電壓為2 kV，子模塊電容為1.9 mF，橋臂電感為2 mH，載波頻率是1 kHz，負(fù)載電阻為1 kΩ，負(fù)載電感為15 mH.

以整流側(cè)a相上橋臂作為研究對(duì)象，又因?yàn)閍相上橋臂四個(gè)子模塊的一致，所以可以取第一個(gè)子模塊的電容電壓做研究。

參考值△U2的取值是根據(jù)最大電容電壓偏差進(jìn)行選取，文中電容電壓最大偏差為2.4，所以選取2.4相鄰幾個(gè)值進(jìn)行分析。因?yàn)椤鱑1的取值與△U2有關(guān)，所以它的選取是在不影響調(diào)制波產(chǎn)生脈沖，并結(jié)合△U2的值，根據(jù)多次實(shí)驗(yàn)結(jié)果，選取合適的幾組值進(jìn)行分析。

圖6為傳統(tǒng)均壓輸出電容電壓的波形，電壓在2 kV作用波動(dòng)；圖7～圖10分別為△U2=2.3、2.4、2.5、2.6時(shí)，△U1取不同值時(shí)的電容電壓波形。

圖6 傳統(tǒng)均壓方法

圖7 優(yōu)化均壓方法

圖8 優(yōu)化均壓方法

圖9 優(yōu)化均壓方法

圖10 優(yōu)化均壓方法

從圖7可以看出，當(dāng)△U2=2.3時(shí)，不論△U1取多少，電容電壓的輸出波形都是錯(cuò)誤的，尤其當(dāng)△U1=1.1時(shí)，MMC運(yùn)行到0.035時(shí)代數(shù)循環(huán)出現(xiàn)錯(cuò)誤，停止運(yùn)行。這說明當(dāng)△U2=2.3時(shí)，脈沖不能正常輸送給IGBT，影響正常運(yùn)行。

從圖8可以看出，當(dāng)△U2=2.4時(shí)，△U1=0.8或0.9時(shí)，輸出電容電壓與圖6傳統(tǒng)均壓輸出的波形基本一致，這表明改進(jìn)的均壓方法不影響電容電壓的輸出質(zhì)量。但△U1=1時(shí)，輸出電容電壓波形明顯變化，因此當(dāng)△U2=2.4時(shí)，△U1=0.9最合適，因?yàn)椤鱑1小于0.9時(shí)，電容電壓輸出與傳統(tǒng)相同，大于0.9時(shí)，電容電壓輸出與傳統(tǒng)明顯不同。

從圖9可以看出，當(dāng)△U2=2.5時(shí)，△U2=0.9或1時(shí)，輸出電容電壓與圖6傳統(tǒng)均壓輸出的波形基本一致，這表明改進(jìn)的均壓方法不影響電容電壓的輸出質(zhì)量，但△U1=1.1時(shí)，MMC運(yùn)行到0.035時(shí)代數(shù)循環(huán)出現(xiàn)錯(cuò)誤，停止運(yùn)行。因此當(dāng)△U2=2.5時(shí)，△U1=1最合適，因?yàn)椤鱑1小于1時(shí)，電容電壓輸出與傳統(tǒng)相同，大于1時(shí)，MMC的運(yùn)行出現(xiàn)問題。

從圖9可以看出，當(dāng)△U2=2.6時(shí)，不論△U1取多少，電容電壓的輸出情況與△U2=2.5時(shí)一樣。

通過實(shí)驗(yàn)可以看出，當(dāng)△U2≤2.3時(shí)，MMC不能正常運(yùn)行，當(dāng)△U2≥2.5時(shí)，MMC的運(yùn)行情況與△U2=2.5的基本一致。因?yàn)楸疚牡哪康氖菧p少調(diào)制波的計(jì)算量和切除故障子模塊，所以△U1取值越大越好，但△U2的取值不易過大。通過上面幾組實(shí)驗(yàn)的對(duì)比可知，當(dāng)△U1=1，△U2=2.5最為合適。

由調(diào)制波的計(jì)算式(6)可知，本文所提出的優(yōu)化均壓方法可以在電容電壓波動(dòng)幅值基本一致的情況下，簡化調(diào)制波的計(jì)算量，快速得到所需觸發(fā)脈沖。最后，由于參考值△U2的引入，可以快速切除故障子模塊。

4 結(jié)論

本文先介紹模塊化多電平換流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和工作原理，然后針對(duì)傳統(tǒng)電容電壓均衡控制存在計(jì)算量大的問題，提出一種優(yōu)化的MMC電容均壓優(yōu)化方法。通過引入2個(gè)開關(guān)，并設(shè)置2個(gè)電容電壓偏差參考值與實(shí)際值進(jìn)行比較來判斷開關(guān)的開通與關(guān)斷，不僅可以簡化調(diào)制波的計(jì)算量，而且可以快速切除故障子模塊。最后，經(jīng)過多次仿真實(shí)驗(yàn)取得合適的偏差參考值，并驗(yàn)證該方法的正確性和有效性。

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Method for Balancing Sub-module Voltage in Modular Multi-level Converters

QU Ai-xia，HAN Ru-cheng，XU Min-min

(School of Electronic and Information Engineering，Taiyuan University of Science &Technology，Taiyuan 030024，China)

The problem of sub-module′s capacitor voltage balancing is the key technology on modular multilevel converter (MMC).Based on traditional sub-module′s capacitor voltage balancing control of large modulation wave computation problems，a kind of optimized capacitor voltage balancing control strategy was put forward.On the basis of traditional sub-module′s capacitor voltage balancing control，this strategy introduces two switch and sets up two reference values of capacitor voltage deviation compared with actual value to determine the opening of switch on and off.This method can not only reduce amount of calculation for capacitor voltage balancing，but also remove the fault modules.In the end，the MMC simulation model is built in the MATLAB/Simulink，which verifies the correctness and effectiveness of such method.

modular multilevel converter，sub-module，capacitor voltage balancing，the reference value of capacitor voltage deviation

2015-10-15

渠愛霞(1988-)，女，碩士研究生，主要研究方向?yàn)殡娏﹄娮优c電力傳動(dòng)。

1673-2057(2016)05-0342-06

TM762

A

10.3969/j.issn.1673-2057.2016.04.002