一種新型交流穩(wěn)壓電源的研究

劉倩影,張啟亮

(國網(wǎng)濟(jì)寧供電公司,山東 濟(jì)寧 272000)

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一種新型交流穩(wěn)壓電源的研究

劉倩影,張啟亮

(國網(wǎng)濟(jì)寧供電公司,山東 濟(jì)寧 272000)

針對開關(guān)式交流穩(wěn)壓電源主電路復(fù)雜、功率小以及工頻補(bǔ)償式交流穩(wěn)壓電源體積大、精度低等問題,提出一種基于高頻變壓器的補(bǔ)償式交流穩(wěn)壓電源。該穩(wěn)壓電源體積小,采用瞬時(shí)值移相調(diào)壓控制方法和軟件鎖相環(huán)技術(shù),可實(shí)現(xiàn)快速穩(wěn)壓、調(diào)頻和補(bǔ)償諧波的目的。Matlab仿真結(jié)果表明,新型交流穩(wěn)壓電源可控制穩(wěn)壓精度小于0.5%,諧波含量小于1.0%,且在0.02 s內(nèi)完成調(diào)頻。

交流穩(wěn)壓電源;高頻變壓器;移相調(diào)壓控制;諧波補(bǔ)償

交流穩(wěn)壓電源形式有很多種,目前應(yīng)用較多的有開關(guān)式交流穩(wěn)壓電源[1]和工頻變壓器補(bǔ)償式交流穩(wěn)壓電源[2]。開關(guān)式交流穩(wěn)壓電源引入高頻開關(guān)電源技術(shù),減少了體積,節(jié)省了銅鐵,具有效率高、響應(yīng)速度快、控制功能強(qiáng)、易于實(shí)現(xiàn)智能化等優(yōu)點(diǎn)。但因其電路復(fù)雜,價(jià)格較高,不易實(shí)現(xiàn)大功率應(yīng)用,所以推廣較慢。工頻變壓器補(bǔ)償式交流穩(wěn)壓電源在主電路中串聯(lián)工頻變壓器,具有結(jié)構(gòu)簡單、造價(jià)低廉、可實(shí)現(xiàn)無級精確補(bǔ)償?shù)葍?yōu)點(diǎn)。而且隨著PWM高頻斬波電源技術(shù)的發(fā)展,該類交流穩(wěn)壓電源效率有所提高。但由于串聯(lián)變壓器的非線性特性,補(bǔ)償電路產(chǎn)生的高次諧波給接入變壓器的設(shè)計(jì)帶來困難,使其容量上升。為此,本文提出一種基于高頻變壓器的單相補(bǔ)償式交流穩(wěn)壓電源。該電源引入高頻隔離變壓器,回避了在主電路中串接補(bǔ)償變壓器設(shè)計(jì)上的困難,減少了體積重量，節(jié)省了鋼鐵材料，保證了負(fù)載側(cè)電壓的高精度；并采用移相調(diào)壓控制方式和軟件鎖相環(huán)技術(shù),可實(shí)現(xiàn)無極調(diào)壓,確保輸出電壓穩(wěn)定。

1　穩(wěn)壓電源的系統(tǒng)組成與工作原理

1.1穩(wěn)壓電源的系統(tǒng)組成

基于高頻隔離變壓器補(bǔ)償式交流穩(wěn)壓電源的簡化原理如圖1所示。

該穩(wěn)壓電源主要包括主電路和控制電路兩部分。主電路由電壓源全橋逆變器(S1-S4與電池)、高頻隔離變壓器[3]、狀態(tài)切換電路(Sa與Sb)和輸出LC濾波器(Lf與Cf)等組成。電壓源全橋逆變器的輸入電壓由24 V電池提供,也可由充電電容提供;S1-S4采用移相調(diào)壓控制,工作在高頻斬波狀態(tài)。高頻隔離變壓器不但起到電氣隔離作用,而且還可以降低變壓器一次側(cè)輸入電壓等級,保證了電壓源全橋逆變器直流側(cè)電壓的低壓性。狀態(tài)切換電路中Sa和Sb是由兩個(gè)反向串聯(lián)且反向并聯(lián)二極管的IGBT組成,可實(shí)現(xiàn)能量和電流的雙向流動(dòng),用于切換補(bǔ)償電壓ucomp的方向,選擇對市電電壓的正負(fù)電壓補(bǔ)償。LC輸出濾波器濾除輸入電壓ui和u3中的高次諧波。穩(wěn)壓電源的控制電路由檢測電路、PWM脈沖發(fā)生電路、觸發(fā)電路等組成。檢測電路主要有輸出電壓瞬時(shí)值檢測和市電電網(wǎng)電壓相位檢測。

圖1　單相補(bǔ)償式交流穩(wěn)壓電源簡化原理圖

2.2穩(wěn)壓電源的工作原理

當(dāng)市電電壓波動(dòng)時(shí),通過對市電電壓ui的軟件鎖相環(huán)(PLL)控制,得到ui的實(shí)時(shí)相位,用于產(chǎn)生基準(zhǔn)參考電壓ur;輸出電壓uo經(jīng)過電壓互感器,得到反映uo的瞬時(shí)值信號,并將其與基準(zhǔn)參考電壓ur進(jìn)行比較,產(chǎn)生誤差信號Δu。誤差信號Δu經(jīng)過特定的控制算法,控制開關(guān)管導(dǎo)通角θ=π-α(α為移相角)的大小,再經(jīng)PWM脈沖發(fā)生電路及驅(qū)動(dòng)電路對全橋逆變器和狀態(tài)切換電路中的開關(guān)管(S1、S2、S3、S4及Sa、Sb)進(jìn)行開斷控制,輸出需要的補(bǔ)償電壓ucomp,從而使輸出電壓uo實(shí)時(shí)跟蹤基準(zhǔn)參考電壓ur。開關(guān)管的觸發(fā)信號G1-G4、Ga和Gb、變壓器一次側(cè)電壓u1、二次側(cè)電壓u2及狀態(tài)切換電路輸出電壓u3在電路正補(bǔ)償時(shí)的波形如圖2所示。穩(wěn)壓電源對市電電壓的補(bǔ)償分為正補(bǔ)償和負(fù)補(bǔ)償兩種形式,u1、u2和u3在電路負(fù)補(bǔ)償時(shí)的波形與圖2反向。

對市電電壓波動(dòng)的正負(fù)補(bǔ)償,是通過切換開關(guān)管Sa和Sb的開關(guān)順序來實(shí)現(xiàn)。相對應(yīng)的觸發(fā)信號如表1所示。

圖2　補(bǔ)償電路正補(bǔ)償時(shí)PWM控制信號

補(bǔ)償形式正半周期負(fù)半周期正補(bǔ)償Ga=G1,Gb=G2Ga=G2,Gb=G1負(fù)補(bǔ)償Ga=G2,Gb=G1Ga=G1,Gb=G2

2　瞬時(shí)值移相控制策略

電壓閉環(huán)控制策略有兩種:一種是有效值控制,另一種是瞬時(shí)值控制。

有效值控制[4]要比瞬時(shí)值控制多了有效值檢測環(huán)節(jié),控制電路相對復(fù)雜,而且有效值控制只能補(bǔ)償市電電壓的大小變化,不能補(bǔ)償市電電壓中的諧波、頻飄和尖脈沖等。

瞬時(shí)值控制是將輸出電壓衰減后與基準(zhǔn)正弦波進(jìn)行瞬時(shí)值比較, 產(chǎn)生的誤差信號折算到移相角θ,經(jīng)電壓調(diào)節(jié)器(如PI調(diào)節(jié)器)調(diào)節(jié)后控制PWM脈沖發(fā)生器產(chǎn)生驅(qū)動(dòng)信號控制開關(guān)管的開斷。這種反饋能及時(shí)、快速地校正輸出電壓波形,整個(gè)系統(tǒng)具有結(jié)構(gòu)簡單及動(dòng)態(tài)輸出特性良好等優(yōu)點(diǎn)。

采用移相的方式來調(diào)節(jié)逆變電路輸出電壓大小的控制稱為移相調(diào)壓控制[5-6]。移相調(diào)壓實(shí)際上就是調(diào)節(jié)輸出電壓脈沖的寬度。穩(wěn)壓電源的電壓瞬時(shí)值移相控制原理如圖3所示,其中,各IGBT的柵極信號仍為180°正偏、180°反偏,并且S1和S2的柵極信號互補(bǔ),S3和S4的柵極信號互補(bǔ),但S3的觸發(fā)信號不是比S1落后180°,而是只落后θ(θ=π-α)。電壓u1就不再是正負(fù)各180°,而是正負(fù)各為θ的脈沖。因此,導(dǎo)通角θ可以設(shè)為移相控制的變量。

圖3　控制電路原理圖

設(shè)穩(wěn)壓電源系統(tǒng)中開關(guān)管開關(guān)周期為Ts,高頻變壓器的變比為N,電池端電壓為Ud,基準(zhǔn)參考電壓為ur。則移相控制方式的占空比M可定義為

經(jīng)過電壓源全橋逆變器變換后有

在θ期間,高頻變壓器二次側(cè)電壓u2為

u2=Nu1

狀態(tài)切換電路的輸出電壓u3為

u3=±|u2|=±|Nu1|=sign·Nu1

(1)

其中sign定義為

u3經(jīng)過LfCf高次濾波后得到補(bǔ)償電壓ucomp為

(2)

由式(1)和式(2)聯(lián)立求得

(3)

補(bǔ)償電壓ucomp又可定義為

(4)

其中ur是與市電電壓ui同相位的基準(zhǔn)參考電壓。由式(3)和式(4)可計(jì)算出導(dǎo)通角θ(0≤θ≤π)為

導(dǎo)通角θ通過PI控制器,輸出作為PWM脈沖發(fā)生器的輸入信號,控制其產(chǎn)生帶有死區(qū)時(shí)間的移相調(diào)壓控制信號,再通過驅(qū)動(dòng)電路控制開關(guān)管的開斷,完成輸出電壓uo的閉環(huán)控制,使輸出電壓uo高精度地跟蹤基準(zhǔn)參考電壓ur。

3　穩(wěn)壓電源的仿真實(shí)驗(yàn)

為了驗(yàn)證基于高頻變壓器的單相補(bǔ)償式交流穩(wěn)壓電源新型拓?fù)浜涂刂品椒ǖ挠行?利用Matlab/Simulink庫中模塊和元件,搭建系統(tǒng)仿真模型進(jìn)行仿真,仿真中所用參數(shù)如表2所示。

表2仿真參數(shù)值表

Table 1Values of simulation parameter

3.1電壓波動(dòng)的補(bǔ)償

基于高頻變壓器的補(bǔ)償式交流穩(wěn)壓電源電壓波動(dòng)時(shí)對應(yīng)的仿真圖形如圖4所示。

圖4　電壓波動(dòng)補(bǔ)償仿真結(jié)果

在0.02 s之前,輸入電壓ui有效值為240 V,電路進(jìn)行負(fù)補(bǔ)償,補(bǔ)償電壓ucomp為20.2 V,輸出電壓uo為219.8 V;在0.02 s時(shí)刻,輸入電壓ui變?yōu)?00 V,電路進(jìn)行正補(bǔ)償,補(bǔ)償電壓ucomp為19.7 V,輸出電壓uo為219.7 V,諧波含量為0.2%。仿真實(shí)驗(yàn)表明,當(dāng)輸入電壓ui變化范圍為±20%時(shí),輸出電壓uo變化小于±0.5%。

3.2諧波的補(bǔ)償

穩(wěn)壓電源對電壓諧波的仿真圖形如圖5所示。

圖5　電壓諧波補(bǔ)償仿真結(jié)果

輸入為50 Hz工頻電壓中含有5%的二次諧波、20%的三次諧波、10%的五次諧波以及5%的七次諧波,總諧波畸變率23.5%。經(jīng)過補(bǔ)償,輸出電壓穩(wěn)定于219.8 V,總畸變率僅為3.26%。

3.3頻漂的補(bǔ)償

穩(wěn)壓電源對輸入電源頻率的補(bǔ)償仿真波形如圖6所示。

在0.02 s前,輸入電壓ui為220 V/50 Hz,這時(shí)的輸出電壓曲線uo與輸入電壓ui重疊,補(bǔ)償電壓ucomp曲線是值為0的一條直線;在0.02 s時(shí),輸入電壓ui跳變?yōu)?20 V/49.5 Hz;經(jīng)過補(bǔ)償,約在0.04 s時(shí),輸出電壓uo已補(bǔ)償為219.8 V/50 Hz。

圖6　頻漂補(bǔ)償仿真結(jié)果

4　結(jié)　語

本文研究了基于高頻變壓器的補(bǔ)償式交流穩(wěn)壓電源,該穩(wěn)壓電源與同類穩(wěn)壓電源相比,具有體積小、重量輕、所用器件少、穩(wěn)壓精度高、諧波含量少等優(yōu)點(diǎn)。仿真實(shí)驗(yàn)表明,該電源能有效補(bǔ)償電壓波動(dòng)、頻漂和諧波,具有良好的動(dòng)態(tài)性能。

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(責(zé)任編輯侯世春)

Research on a new AC stabilizer power supply

LIU Qianying, ZHANG Qiliang

(State Grid Jining Power Supply Company, Jining 272000, China)

Aiming at the problems of the power supply, including the complex main circuit and small power of the switch mode AC stabilizer, and large volume and low precision of the compensation AC stabilizer, this paper proposed a new compensation AC stabilizer power supply based on high-frequency transformer. It is the stabilizer power supply that, with small volume, adopts the phase shift regulating control method and the software phase locked loop technique to realized fast voltage and frequency regulation and harmonic compensation. The simulation result through Matlab shows that by the new AC stabilizer power supply, the voltage precision can reach 0.5% and the harmonic content being limited to less than 1%, and the frequency regulation being finished within 0.02 s.

ac stabilizer power supply; high-frequency transformer; phase shift control; harmonic compensation

2016-03-07。

劉倩影(1991—),女,助理工程師,主要研究方向?yàn)殡娏﹄娮釉谠O(shè)備變電運(yùn)維中的應(yīng)用。

TM910

A

2095-6843(2016)04-0331-04