半橋雙向DC/DC變換統(tǒng)一控制分析與實現(xiàn)

巫付專, 王　鵬, 段帥帥, 劉鑫洋

(中原工學院， 鄭州 450007)

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半橋雙向DC/DC變換統(tǒng)一控制分析與實現(xiàn)

巫付專, 王鵬, 段帥帥, 劉鑫洋

(中原工學院， 鄭州 450007)

以半橋DC/DC變換為核心電路，將Boost和Buck電路結(jié)合形成雙向DC/DC 變換器，實現(xiàn)電池的充放電功能。用TMS320F28335型號的DSP控制芯片產(chǎn)生互補PWM波，控制半橋電路中的開關(guān)管，實現(xiàn)同步整流。同時，通過霍爾采集電路采集DC/DC電路兩端的電壓和電流并送入DSP芯片做PI調(diào)節(jié)，從而控制PWM波的占空比，實現(xiàn)恒壓充放電。通過MATLAB/Simulink仿真并搭建硬件平臺，驗證了該系統(tǒng)的可行性。

雙向DC/DC變換器；PI調(diào)節(jié)；統(tǒng)一控制；同步整流

近年來，隨著環(huán)境污染和能源短缺問題的日益嚴峻，電動汽車、可再生能源發(fā)電、光伏分布式發(fā)電等系統(tǒng)逐漸受到人們青睞。對這些系統(tǒng)儲能裝置充放電的研究變得越來越重要。DC/DC變換器是將一種直流電轉(zhuǎn)化為另一種直流電的裝置。通常情況下，利用IGBT(或MOSFET)、二極管、電感、電容等器件可以組成能量單向流動的主電路，但此類電路不能實現(xiàn)升降壓的自動切換。

本文利用半橋電路實現(xiàn)雙向DC/DC變換，將Buck電路和Boost電路結(jié)合，減少了元件的數(shù)量，降低了系統(tǒng)成本，并實現(xiàn)了Buck功能與Boost功能的無縫轉(zhuǎn)換。用TMS320F28335型號的DSP控制芯片產(chǎn)生互補PWM波，控制半橋電路中的開關(guān)管，實現(xiàn)同步整流，可提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性和可靠性。本文主要分析半橋電路實現(xiàn)雙向DC/DC變換的原理及控制，并通過仿真和實驗驗證系統(tǒng)的正確性。

1　系統(tǒng)的工作原理及控制

1.1工作原理

圖1為雙向DC/DC變換器的主電路拓撲結(jié)構(gòu)，主電路由直流穩(wěn)壓源、鋰電池組、LC濾波器、負載、MOSFET管組成。鋰電池與直流母線間通過半橋雙向DC/DC變換器連接，根據(jù)控制要求可實現(xiàn)對鋰電池的充放電。當電池放電時，半橋雙向DC/DC變換器處于Boost工作模式，并向直流母線提供電能；當電池充電時，半橋雙向DC/DC變換器處于Buck工作模式，并儲存網(wǎng)側(cè)多余的電能[1-2]。通常情況下，用VT1作開關(guān)管，VT2截止，VD2作續(xù)流二極管，即可實現(xiàn)Buck電路功能，滿足對電池的充電要求；用VT2作開關(guān)管，VT1截止，可實現(xiàn)Boost電路功能，滿足電池的放電要求。

圖1　雙向DC/DC變換器的主電路拓撲結(jié)構(gòu)

當續(xù)流二極管起作用時，將VT2導通，即VD2短路，可消除VD2的損耗；同理，將VT1導通，即VD1短路，可消除VD1的損耗。此方法稱為同步整流。具有兩個開關(guān)管的半橋雙向DC/DC變換器，其電路的兩個開關(guān)互補導通，中間有一定的死區(qū)，防止共態(tài)導通?？紤]到開關(guān)的結(jié)電容以及死區(qū)時間，將一個周期分為5個階段，VT1和VT2可實現(xiàn)軟開關(guān)[3-4]，從而提高變換器的效率。

直接半橋DC/DC變換電路工作原理為：當半橋DC/DC電路作為降壓變換電路時(如圖2所示)，Us為輸入端，U0為輸出端。若在VT1驅(qū)動端施加PWM信號，VT2端施加截止信號，則直接半橋變換電路可實現(xiàn)降壓斬波(Buck)變換電路功能，即降壓變換。變換電路輸出電壓方向為正向，電壓的變比為：

(1)

其中，D1為PWM占空比。

圖2　半橋DC/DC變換電路降壓原理圖

當直接半橋DC/DC電路作為升壓變換電路(如圖3所示)時，U0為輸入端，Us為輸出端。若在VT2驅(qū)動端施加PWM信號，VT1端施加截止信號，則直接半橋變換電路可實現(xiàn)升壓斬波變換電路功能，即升壓變換。向Us側(cè)回饋電能,輸出電壓方向仍為正向，電壓的變比為：

(2)

其中，D2為PWM占空比。

圖3　直接半橋DC/DC變換電路升壓原理圖

當采用同步整流技術(shù)(即上下開關(guān)管采用互補脈沖驅(qū)動)時，有：

D1=1-D2

(3)

由式(1)-式(3)可得：

k1=k2

(4)

上下開關(guān)管采用互補PWM驅(qū)動時，只要合理地控制占空比，即可實現(xiàn)對升、降壓的控制，從而實現(xiàn)能量的雙向流動。

1.2控制策略

采用電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)控制實現(xiàn)電池充放電(DC/DC的雙向變換)。電池充電可分為兩種模式，即恒流充電和恒壓充電，可根據(jù)電池充電過程中SOC狀態(tài)適當選取恒流充電或恒壓充電。根據(jù)直流電壓的變化對恒壓充放電進行統(tǒng)一控制，限幅環(huán)節(jié)和電流內(nèi)環(huán)限制充放電，可保護電池。其控制如圖4所示。

圖4　雙閉環(huán)控制圖

2　系統(tǒng)仿真及分析

本文采用MATLAB/Simulink搭建仿真模型，如圖5所示。在仿真模型中，輸入的直流電壓范圍為DC 32～38 V，電池初始電壓為19 V，電池容量為2 Ah，電容C為470 μF，電感L為2 mH，電源等效內(nèi)阻為5 Ω，母線負載電阻為30 Ω。仿真模型中使用的開關(guān)波頻率為12.8 kHz，電壓外環(huán)PI調(diào)節(jié)的參數(shù)kp=5.5，ki=160；電流內(nèi)環(huán)PI調(diào)節(jié)的參數(shù)kp=0.01，ki=8。本仿真要求母線電壓穩(wěn)定在30 V，給定電壓與反饋電壓之差，經(jīng)過PI調(diào)節(jié)后，輸出的信號與鋸齒波比較，產(chǎn)生PWM信號來控制開關(guān)管的通斷，進而調(diào)節(jié)母線電壓以達到穩(wěn)壓的目的。本研究采用Boost模式，VT2為主管，VT1為從管。

圖5　雙向DC/DC變換MATLAB仿真圖

當直流電源輸入電壓為32 V時，電池處于放電狀態(tài)，電池放電電流和母線端電壓波形見圖6。

圖6　電池放電電流和母線端電壓波形

當直流端輸入電壓為38 V時，電池處于充電狀態(tài)，電池充電電流及母線電壓波形見圖7。

圖7　電池充電電流及母線電壓波形

由圖6和圖7可以看出，隨著直流輸入電壓的變化，母線端電壓一直保持在30 V左右，誤差小于2.3%，系統(tǒng)隨直流母線電壓的變化自動實現(xiàn)能量的雙向流動。

3　系統(tǒng)軟硬件的實現(xiàn)

3.1系統(tǒng)組成

系統(tǒng)組成如圖8所示。本系統(tǒng)利用TMS320F28335型號的DSP控制芯片產(chǎn)生互補PWM波。同時，通過霍爾采集電路采集DC/DC兩端的電壓和電流，送入DSP芯片進行PI調(diào)節(jié)，控制輸出PWM波的占空比，實現(xiàn)恒壓充放電。

圖8　系統(tǒng)組成圖

3.2硬件電路的設(shè)計

3.2.1霍爾傳感器介紹及參數(shù)選取

電壓、電流電路檢測的精度直接影響系統(tǒng)性能。本系統(tǒng)采用電壓霍爾CHV-25P檢測電壓，電流霍爾LV-50P檢測電流。其參數(shù)見表1。

表1　霍爾傳感器參數(shù)表

霍爾電壓傳感器的電氣連接如圖9所示。考慮到霍爾電壓傳感器原副邊輸入輸出電流的承受能力及安全裕量，通常取原邊輸入和副邊輸出電流之比為8 mA∶20 mA，采樣電壓應(yīng)不大于3 V，RM(副邊輸出電阻)的選取為：

(5)

將原邊與強電部分相連接，輸入電壓為30 V，考慮到安全裕量，原邊輸入電流應(yīng)不大于8 mA，原邊電阻的選取為：

(6)

霍爾電流傳感器電氣連接如圖10所示。當電壓較高時，應(yīng)采用功率電阻，電流霍爾LA-50P可用于測量直流和交流以及脈沖電流，其原邊被測電流與副邊輸出電流之間用電氣隔離?？紤]到原邊電流較大，原邊導線應(yīng)纏繞多圈。

圖9　霍爾電壓傳感器電路圖

圖10　霍爾電流傳感器的電路圖

霍爾電流傳感器輸出的采樣電壓Uo經(jīng)過調(diào)理電路后與A/D采集模塊相連接。若選用TI公司的DSP芯片為控制器件且使用其內(nèi)部的A/D轉(zhuǎn)換模塊，由于DSP內(nèi)部的A/D轉(zhuǎn)換模塊輸入電壓范圍為0～3 V，采樣電壓應(yīng)不大于3 V?？紤]到充放電流的極性相反，需要偏置電路，在采用公式(5)計算RM時電壓取值為1.5 V。

3.2.2調(diào)理電路

考慮濾除高頻信號的干擾和充放電電流的極性，本系統(tǒng)采用的調(diào)理電路由偏置電路和濾波電路兩部分組成[5](電壓采集不需要偏置電路)，見圖11。

圖11　調(diào)理電路

圖11中，網(wǎng)絡(luò)Ⅰ為偏置電路，即常見的同相加法電路。將霍爾M端輸出的電流信號通過電阻RM轉(zhuǎn)換為電壓接入偏置電路的U2輸入端，其電壓峰值為1.5 V。因此，偏置電路的U1電壓值為1.5 V，且R11=R12。偏置電路輸出的電壓剛好滿足DSP的A/D轉(zhuǎn)換芯片電壓輸入范圍為0～3 V的要求，集成運算放大器選用的同相比例放大系數(shù)為1。集成運算放大器兩個輸入端外接電阻的阻值通常選取范圍為1～100 kΩ，所以，取R11=R12=R13=R14=51 kΩ，即可滿足要求。網(wǎng)絡(luò)Ⅱ為二階巴特沃思低通濾波電路，電容C的容量宜在微法數(shù)量級以下，電阻一般應(yīng)在幾百kΩ以內(nèi)。這里取標準電容C1=C2=0.1 μF，濾波器的截止頻率fc取100 Hz，根據(jù)R=1/2πfcC，可得R≈15.9 kΩ。這里可取標準電阻R21=8.2 kΩ，R22=15 kΩ，輸出限流電阻R23可取51 Ω。

3.3軟件編程

軟件流程如圖12所示。該軟件總體結(jié)構(gòu)由主程序、ePWM中斷服務(wù)子程序組成。其中：主程序完成系統(tǒng)及外設(shè)的初始化功能，ePWM中斷服務(wù)子程序主要完成電壓、電流PI調(diào)節(jié)與占空比計算等。雙向DC/DC變換器檢測處理的信號均為直流。當采集直流信號時，為減少誤差，采用數(shù)字中值濾波法。AD子程序主要完成電流電壓的采集及預(yù)定標的功能。

(a)主程序　　　(b)ePWMZ中斷服務(wù)子程序圖12　軟件流程圖

4　實驗樣機及結(jié)果分析

根據(jù)仿真模型設(shè)計了實驗樣機，它主要由直流電壓源、電池、DSP控制器、光隔驅(qū)動電路、檢測調(diào)理電路、雙向DC/DC變換電路、輔助電源等組成。樣機的直流輸入電壓范圍為DC 32～38 V，電池電壓為19 V，電感L為2 mH，電容C為470 μF，電源內(nèi)電阻為5 Ω，負載電阻為30 Ω?？刂菩酒瑸門MS320F28335DSP，檢測母線電壓的器件為電壓霍爾CHV-25P，檢測電池端電流的器件為電流霍爾LA-25P。調(diào)理電路將檢測到的信號轉(zhuǎn)換為0～3 V的電壓信號，送入DSP。DSP控制器將產(chǎn)生PWM波信號，并通過光隔驅(qū)動電路來控制MOSFET的通斷，實現(xiàn)對母線端電壓的控制。實驗結(jié)果如圖13和圖14所示，電壓10 V/格，電流1 A/格，電壓的波動小于0.5 V。

圖13　放電模式下母線電壓與放電電流

圖14　充電模式下母線電壓與充電電流

由實驗結(jié)果可知，當輸入的直流電壓不斷變化時，系統(tǒng)通過充放電雙向變換，將母線的電壓很好地穩(wěn)定在30 V。由于采用TMS320F28335DSP控制芯片同步整流技術(shù)，開關(guān)頻率高，減小了裝置的體積，提高了效率。

5　結(jié)　語

本文設(shè)計的DC/DC雙向變換器，將Buck和Boost電路融為一體，能夠?qū)崿F(xiàn)能量的雙向流動。 采用TMS320F28335DSP控制，實時性好；采用霍爾傳感器檢測電壓電流，更加高效、精準。

[1]陳堅．電力電子學[M]．北京：高等教育出版社，2004.

[2]秦文萍，柳雪松，韓肖清，等.直流微電網(wǎng)儲能系統(tǒng)自動充放電改進控制策略[J].電網(wǎng)技術(shù)，2014(7):1827-1833.

[3]陳世杰，顧亦磊，呂征宇.BUCK電路的一種軟開發(fā)實現(xiàn)方法[J].電力電子技術(shù)，2004(2):33-35.

[4]顧亦磊,陳世杰，呂征宇.BOOST電路的一種軟開發(fā)實現(xiàn)方法[J].電源技術(shù)應(yīng)用，2004(5):290-293.

[5]巫付專，沈虹. 電能變換與控制[M].北京：電子工業(yè)出版社，2014.

(責任編輯：姜海芹)

A Half-bridge Bi-directional DC/DC Conversion Unified Control Analysis and Implementation

WU Fu-zhuan, WANG Peng, DUAN Shuai-shuai, LIU Xin-yang

(Zhongyuan University of Technology, Zhengzhou 450007, China)

With a half-bridge DC/DC conversion as the core circuit, combining boost and buck circuit to form the bidirectional DC/DC converter, battery charging and discharging function are implemented.Complementary PWM wave is used to control switch transistor in half-bridge circuit with TMS320F28335.Meanwhile,a data acquisition circuit for voltage and current based on Hall senor is designed.The data is sent into DSP to realize the PWM duty-cycle producing by PI controller. Constant-voltage charging and discharging can be achieved by this way.The possible design is tested by the MATLAB/Simulink and hardware.

bidirectional DC/DC converter； PI regulator； unified control； synchronous rectifying

2016-06-01

巫付專(1965-)，男，河南安陽人，教授，主要研究方向為電力電子與電力傳動。

1671-6906(2016)04-0028-05

TM464.21

A

10.3969/j.issn.1671-6906.2016.04.006