戰(zhàn)術(shù)寬帶網(wǎng)絡(luò)波形物理層解決方案*

顏靖華，侯 毅

戰(zhàn)術(shù)寬帶網(wǎng)絡(luò)波形物理層解決方案*

顏靖華**1，侯 毅2

（1.中國(guó)人民公安大學(xué)警務(wù)信息工程學(xué)院，北京 102614；2.公安部科技信息化局，北京 100741）

分析了地面移動(dòng)臺(tái)（GMR）的核心波形架構(gòu)和體制，結(jié)合其在軍事上的應(yīng)用發(fā)展趨勢(shì)，給出了寬帶戰(zhàn)術(shù)組網(wǎng)波形物理層解決方案，并剖析了基于正交頻分復(fù)用（OFDM）的物理層波形的兩個(gè)核心技術(shù)。首先，在峰均比抑制方面，提出基于凸優(yōu)化集理論，優(yōu)化的內(nèi)點(diǎn)算法求解方式解決了傳統(tǒng)的迭代限幅濾波技術(shù)需要迭代次數(shù)高的問(wèn)題；另一方面，采用基于非統(tǒng)計(jì)信息的信道估計(jì)方法替代原有的基于最小均方誤差（MMSE）的一類方法，仿真結(jié)果表明其性能與MMSE基本相當(dāng)，卻避免了計(jì)算信道統(tǒng)計(jì)信息及矩陣求逆過(guò)程中的大量復(fù)雜運(yùn)算。在信道模型下的仿真計(jì)算結(jié)果表明，提出的物理層方案及關(guān)鍵技術(shù)的解決方法具有良好的性能與實(shí)用性。

地面移動(dòng)臺(tái)；寬帶網(wǎng)絡(luò)波形；正交頻分復(fù)用；信道估計(jì)；峰均比抑制

WNW波形在受地域限制的環(huán)境中可以發(fā)揮巨大的作用，利用具備這種網(wǎng)絡(luò)波形的通信設(shè)備可以迅速組成通信網(wǎng)絡(luò)，在最短的時(shí)間內(nèi)恢復(fù)作戰(zhàn)通信，解決缺少基礎(chǔ)設(shè)施的問(wèn)題。同時(shí)，WNW也可應(yīng)用于復(fù)雜的地理環(huán)境，在非視距傳輸?shù)那闆r下，主要依靠路由重建以及重傳技術(shù)滿足作戰(zhàn)通信要求［2］。

在寬帶波形技術(shù)體制上，WNW波形主要采用基于正交頻分復(fù)用（Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM）框架的調(diào)制技術(shù)，相對(duì)頻譜效率而言，它更注重提高通信容量，提高波形的抗干擾、抗截獲組網(wǎng)能力以及互操作性與靈活性。而基于OFDM框架的調(diào)制技術(shù)需要解決兩個(gè)關(guān)鍵性問(wèn)題：一是較高峰均比（Peak-to-Average Power Ratio，PAPR）導(dǎo)致動(dòng)態(tài)范圍過(guò)大，功放效率低的問(wèn)題；二是雖然在寬帶通信方面OFDM信道估計(jì)均衡器的復(fù)雜度大大降低，但是必須做出正確的估計(jì)信道沖激響應(yīng)（Channel Impulse Response，CIR），均衡器才能發(fā)揮作用，CIR的性能制約著波形性能。

本文的目的主要有：第一，結(jié)合美軍的寬帶網(wǎng)絡(luò)波形的技術(shù)參數(shù)，分析寬帶網(wǎng)絡(luò)波形物理層發(fā)展趨勢(shì)，并給出設(shè)計(jì)方案；第二，針對(duì)波形的關(guān)鍵技術(shù)問(wèn)題（信道估計(jì)均衡和峰均比抑制）分析現(xiàn)狀，并給出實(shí)用的解決方案。對(duì)于峰均比抑制，提出基于凸優(yōu)化集的方法，利用凸優(yōu)化技術(shù)代替經(jīng)典算法中的矩形窗濾波器。該算法在給定PAPR門限和最大誤差向量幅度值的條件下，能大幅降低PAPR，得到較小的信號(hào)畸變，從而提高誤碼性能。對(duì)于信道估計(jì)技術(shù)，采用門限選擇算法，從而避免最小均方誤差（Minimum Mean Squared Error，MMSE）類算法中需要計(jì)算大量的信道統(tǒng)計(jì)信息，在保證性能的同時(shí)降低算法復(fù)雜程度，利于工程實(shí)現(xiàn)。

2　寬帶組網(wǎng)波形物理層框架

2.1寬帶組網(wǎng)波形應(yīng)用需求分析

WNW是美國(guó)戰(zhàn)術(shù)互聯(lián)網(wǎng)通信的基礎(chǔ)，將來(lái)可能成為美國(guó)各軍種及海岸警衛(wèi)隊(duì)的默認(rèn)互通波形，它建立基于IP和Ad Hoc的動(dòng)態(tài)網(wǎng)絡(luò)，實(shí)現(xiàn)話音、數(shù)據(jù)、視頻的一體化無(wú)縫傳遞。WNW的主要功能及參數(shù)見表1。

表1　WNW功能及參數(shù)Tab.1　Function and parameter of WNW

可見寬帶波形的設(shè)計(jì)趨勢(shì)主要包括以下3個(gè)方面：高帶寬、高速率、高吞吐量；提升波形抗干擾和可靠通信能力，以及對(duì)環(huán)境的適應(yīng)能力；提升波形的動(dòng)中通能力。

2.2物理層波形參數(shù)設(shè)計(jì)

WNW波形有4種工作模式，本文主要討論其寬帶工作模式下的參數(shù)配置。

表2以10 MHz帶寬為例，定義了波形仿真參數(shù)，以下各部分關(guān)鍵技術(shù)的仿真按照表3設(shè)計(jì)參數(shù)。

表2　10 MHz波形具體參數(shù)配置Tab.2　Parameter configuration of 10 MHz waveform

表3　10 MHz波形參數(shù)表Tab.3　Waveform parameter of 10 MHz

如表3所列，為了提高波形對(duì)不同應(yīng)用環(huán)境及工作方式的適應(yīng)能力，同時(shí)支持速率自適應(yīng)的工作方式，寬帶工作模式下具有4種帶寬工作模式，每種工作模式支持4種速率配置。

3　基于凸優(yōu)化算法的峰均比抑制技術(shù)

近年來(lái)，凸優(yōu)化已廣泛應(yīng)用于通信信號(hào)處理。文獻(xiàn)［3］在一定的信號(hào)星座誤差和空閑載波功率的限制條件下，利用凸優(yōu)化方法最小化OFDM的峰均比，但是該算法并未與迭代限幅濾波（Iterative Clipping and Filtering，ICF）［4］結(jié)合。為此，本文提出了一種改進(jìn)ICF算法，利用凸優(yōu)化技術(shù)代替經(jīng)典算法中的矩形窗濾波器。該算法在給定PAPR門限和最大誤差向量幅度值的條件下，能大幅降低PAPR，得到較小的信號(hào)畸變，從而提高誤碼性能。

3.1經(jīng)典ICF峰均比降低算法

經(jīng)典ICF峰均比降低算法原理框圖如圖1所示。

圖1　ICF算法原理框圖Fig.1　Schematic diagram of ICF algorithm

ICF方法通過(guò)限幅和頻域?yàn)V波來(lái)降低峰均比。在第一次迭代時(shí)，輸入新OFDM頻域符號(hào)進(jìn)行迭代操作。對(duì)頻域信號(hào)進(jìn)行倍過(guò)采樣處理，信號(hào)通過(guò)在中間補(bǔ)個(gè)零進(jìn)行過(guò)采樣，然后對(duì)其做點(diǎn)的IFFT操作得到時(shí)域信號(hào)，進(jìn)行限幅處理：

式中：θm（k）為xm（k）的相位；Tm為m次迭代的限幅閾值，可以由限幅比（Clipping Ratio，CR）得到，表達(dá)式為

限幅后的信號(hào)^xm（k）（k=1，2，…，lN）進(jìn)行FFT變換得到頻域信號(hào)后再用一個(gè)矩形窗進(jìn)行濾波，即帶外置零。ICF方法會(huì)引起峰值再生，因此需要多次迭代才能得到期望PAPR。

3.2優(yōu)化的ICF方法

3.2.1峰均比最小化的凸優(yōu)化表示

由于經(jīng)典的基于矩形窗濾波器的ICF技術(shù)的固有局限，本文采用當(dāng)前符號(hào)EVM最優(yōu)化準(zhǔn)則，最小化當(dāng)前符號(hào)的PAPR。利用凸優(yōu)化中的二階錐問(wèn)題（Second-Order Cone Program，SOCP），可以對(duì)峰均比最小化模型進(jìn)行表示：

R表示取實(shí)部運(yùn)算；〈，〉定義了復(fù)向量的內(nèi)積運(yùn)算，即

SOCP模型（3）可以利用Matlab的工具箱CVX進(jìn)行求解，也可以利用內(nèi)點(diǎn)法（Interior-Point Method，IPM）最小化對(duì)數(shù)障礙函數(shù)來(lái)解決。一般情況下，IPM算法迭代3次即可非常接近凸優(yōu)化問(wèn)題的最優(yōu)解。

3.2.2改進(jìn)ICF算法

新的ICF-IPM算法利用經(jīng)典的限幅過(guò)程，得到限幅信號(hào)后，再對(duì)該信號(hào)進(jìn)行凸優(yōu)化處理，取代濾波。其算法如下，m為每個(gè)OFDM符號(hào)的ICF迭代次數(shù)。

（1）一個(gè)新的OFDM符號(hào)co進(jìn)入ICF系統(tǒng)；

（3）利用式（2）計(jì)算限幅閾值Tm，并利用式（1）

式中：p∈ RR、c∈ CCN、x∈ CClN為變量；^c是限幅后的頻域OFDM信號(hào)；ε是與最大誤差向量幅度容限相關(guān)的誤差參數(shù)，表達(dá)式為將時(shí)域信號(hào)xm進(jìn)行限幅處理，得到m；

（6）若無(wú)信號(hào)需要被限幅或者峰均比已經(jīng)足夠小，則結(jié)束迭代回到第一步；否則，回到第二步繼續(xù)當(dāng)前OFDM符號(hào)的迭代過(guò)程。

3.2.3優(yōu)化內(nèi)點(diǎn)法

求解凸優(yōu)化問(wèn)題，標(biāo)準(zhǔn)內(nèi)點(diǎn)法可以有效地最小化目標(biāo)函數(shù)。對(duì)于SOCP模型（3），我們采用優(yōu)化IPM進(jìn)行求解，在此過(guò)程中需要找到障礙函數(shù)、搜索方向以及步長(zhǎng)進(jìn)行變量迭代，以找到最優(yōu)解［5］。優(yōu)化內(nèi)點(diǎn)法與標(biāo)準(zhǔn)內(nèi)點(diǎn)法相比大大減小了計(jì)算復(fù)雜度。

3.2.4峰均比抑制仿真結(jié)果

圖2給出了以QPSK為映射方式，針對(duì)原始OFDM信號(hào)和采用ICF-IPM、ICF和IPM方法進(jìn)行峰均比抑制處理后的信號(hào)的CCDF曲線對(duì)比。對(duì)于ICF，其CR參數(shù)設(shè)為1.584 9（PAPRmax為4 dB），IPM算法中的EVMmax為-8 dB，由于ICF-IPM在限幅處理時(shí)會(huì)造成信號(hào)失真，需對(duì)其進(jìn)行補(bǔ)償，因此ICFIPM算法中的EVMmax設(shè)為-9 dB。

圖2　OFDM系統(tǒng)PAPR的CCDF曲線圖Fig.2　CCDF of OFDM system PAPR

3種方法均能較大幅度地降低PAPR，但是ICF -IPM在概率為10-3處，PAPR降低到4.0 dB時(shí)，只需要1次迭代，而ICF算法需要的迭代次數(shù)最多，需16次迭代，IPM次之，需要3次。綜上，ICF-IPM方法在3種方法中最優(yōu)，很大程度上降低了算法的迭代次數(shù)。

4　基于非統(tǒng)計(jì)信息的信道估計(jì)技術(shù)

OFDM信道估計(jì)大多數(shù)算法需要預(yù)先知道統(tǒng)計(jì)信息，比如二維時(shí)頻維納濾波算法，該算法性能優(yōu)異，但計(jì)算量過(guò)高，不利于工程實(shí)現(xiàn)。在文獻(xiàn)［6-7］中采用優(yōu)化自相關(guān)矩陣的方式來(lái)減少運(yùn)算量，但效果甚微?；贒FT的算法，雖然不需要計(jì)算統(tǒng)計(jì)信息，但是算法性能并不理想［8］。綜上，目前大量研究工作都致力于在不提高算法復(fù)雜度的前提下保證算法的性能不損失，這是信道估計(jì)方面的熱點(diǎn)問(wèn)題。

本文采用的方法不需要計(jì)算復(fù)雜的信道統(tǒng)計(jì)信息，性能卻能夠達(dá)到MMSE信道估計(jì)算法的性能。將該方法應(yīng)用于工程實(shí)踐中，可有效地解決寬帶波形實(shí)現(xiàn)實(shí)時(shí)運(yùn)算處理的瓶頸問(wèn)題。

本方案處理框圖如圖3所示，采取插入導(dǎo)頻的方式進(jìn)行信道估計(jì)，同時(shí)對(duì)導(dǎo)頻進(jìn)行了降噪處理，從而優(yōu)化了低信噪比下的通信問(wèn)題，以及由多譜勒頻移所帶來(lái)本的慢衰落現(xiàn)象。

圖3　信道估計(jì)處理框圖Fig.3　Block diagram of channel estimation processing

在降噪處理模塊中，延遲徑根據(jù)下列準(zhǔn)則選?。ㄆ渫茖?dǎo)過(guò)程詳見文獻(xiàn)［9］）：

式中：ρ代表此種狀況下估計(jì)的信噪比；Np表示運(yùn)算過(guò)程中導(dǎo)頻總數(shù)；表示信道估計(jì)響應(yīng)中非零徑的估計(jì)參數(shù)，如果估計(jì)參數(shù)與實(shí)際值相符（=Nt）時(shí)，可以得到最好的性能，但該算法也具有一定的魯棒性，即估計(jì)參數(shù)與實(shí)際值相差較大。

利用表4所列的信道模型對(duì)本文所用的TCS方法與其他方法（LS法和MMSE法）進(jìn)行性能比對(duì)。圖4以MSE為評(píng)判標(biāo)準(zhǔn)，以誤差10-2為例，TCS方法與LS方法相比，前者比后者的MSE提升8 dB左右；另外，從曲線中也可以看出，TCS方法與MMSE方法性能基本接近。

表4　等功率徑信道模型Tab.4　Equal power channel model

圖4　等功率徑下算法MSE性能對(duì)比圖Fig.4　MSE performance of equal power

5　系統(tǒng)性能仿真

利用Matlab仿真軟件，采用1 000次蒙特卡羅仿真實(shí)驗(yàn)，在城區(qū)信道模型和郊區(qū)山地信道模型下分別進(jìn)行驗(yàn)證，此兩種模型均屬于通信中條件比較惡劣的情況。城區(qū)信道模型采用典型的城市信道模型TU6，TU6是3GPP六徑信道模型，主要針對(duì)城市環(huán)境中沒有直視主徑的復(fù)雜城市環(huán)境。SUI5是斯坦福大學(xué)（Stanford University）根據(jù)對(duì)山地信道進(jìn)行測(cè)量后得到的統(tǒng)計(jì)模型，它針對(duì)的是有直視徑的情況，所以多徑能量服從萊斯分布。SUI5和TU6參數(shù)分別見表5和表6。

表5　SUI5信道模型Tab.5　SUI5 channel model

圖5和圖6分別給出了本系統(tǒng)在靜止信道條件下和在移動(dòng)信道條件下的性能，并與采用MMSE信道估計(jì)方法的系統(tǒng)性能進(jìn)行對(duì)比，其性能與采用MMSE方法的誤碼率性能非常接近，但其波形系統(tǒng)的運(yùn)算復(fù)雜程度相比MMSE方法大幅減少，因而更具工程實(shí)用價(jià)值。

圖5　10 MHz帶寬靜止條件下的性能對(duì)比圖Fig.5　Performance of 10 MHz bandwidth（static）

圖6　10 MHz帶寬移動(dòng)條件下的性能對(duì)比圖Fig.6　Performance of 10 MHz bandwidth（mobile）

6　結(jié) 論

本文在對(duì)國(guó)外軍事通信中寬帶波形動(dòng)態(tài)及發(fā)展趨勢(shì)調(diào)研的基礎(chǔ)上，提出了一種戰(zhàn)術(shù)寬帶網(wǎng)絡(luò)波形物理層解決方案，針對(duì)峰均比抑制技術(shù)以及信道估計(jì)技術(shù)等關(guān)鍵技術(shù)進(jìn)行了深入研究，提出了實(shí)用的解決方法，給出了波形在城市復(fù)雜環(huán)境及郊區(qū)環(huán)境下的性能仿真。與同類文獻(xiàn)相比，本文的算法設(shè)計(jì)更注重寬帶波形的工程可實(shí)現(xiàn)性，在波形性能不損失的情況下，使得算法的運(yùn)算量大幅減小，更易進(jìn)行帶寬擴(kuò)展，在波形寬帶化發(fā)展方面更具實(shí)踐指導(dǎo)意義。

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顏靖華（1980—），女，河北保定人，2004年獲碩士學(xué)位，現(xiàn)為講師，主要研究方向?yàn)橥ㄐ殴こ蹋?/p>

YAN Jinghua was born in Baoding，Hebei Province，in 1980.She recieved the M.S.degree in 2004.She is now a lecturer.Her research concerns communication engineering.

Email：yanyanjh7@sina.com

侯 毅（1981—），男，重慶人，2007年獲碩士學(xué)位，主要研究方向?yàn)橥ㄐ殴こ獭?/p>

HOU Yi was born in Chongqing，in 1981.He recieved the M.S.degree in 2007.His research concerns communication engineering.

Emai：110891239@qq.com

Solution to Tactical Wideband Network Waveform Physical Layer

YAN Jinghua1，HOU Yi2
（1.Policing Information Engineering Institute，People′s Public Security University of China，Beijing 102614，China；2.Administration of Science Technology and Information，The Ministry of Public Security of the People′s Republic of China，Beijing 100741，China）

This paper analyzes the core architecture and system of groud mobile radio（GMR）waveform，presents the tactical wideband network waveform（WNW）physical layer scheme in accordance with its military application trend，and discusses two key technology of physical layer waveform based on orthogonal frequency division multiplexing（OFDM）.First，for peak-to-average power ratio（PAPR）suppression，the problem of traditional iterative clipping and filtering technique requiring a high number of iterations is solved by interior-point optimization algorithm based on raised convex optimization theory.Second，the channel estimation technology based on non-statistical information is used to replace the original minimum mean squared error（MMSE）methods.Simulation results show that the performance of new method is roughly equal to that of MMSE method，but it avoids calculating the channel statistics and matrix inversion with a large number of complex calculations.The results of system simulation demonstrate the excellent performance and the validity of the scheme and solution to key technology.

ground mobile radio；wideband network waveform（WNW）；orthogonal frequency division multiplexing；channel estimation；PAPR suppression

1　引 言

數(shù)字化戰(zhàn)爭(zhēng)對(duì)通信系統(tǒng)的通信速率、通信范圍以及抗干擾能力提出了更高的要求。寬帶網(wǎng)絡(luò)波形［1］（Wideband Network Waveform，WNW）是美軍地面移動(dòng)臺(tái)（Groud Mobile Radio，GMR）的核心波形，其高帶寬、大容量、高速率等特點(diǎn)融合自適應(yīng)組網(wǎng)的網(wǎng)絡(luò)架構(gòu)，使其更加適用于海上、車載以及空軍的骨干網(wǎng)應(yīng)用。

Fundamental Research Funds for People′s Public Security University of China（2016JKF01212）

**通信作者:yanyanjh7@sina.com yanyanjh7@sina.com

TN915

A

1001-893X（2016）08-0913-06

10.3969/j.issn.1001-893x.2016.08.014

2016-05-05；

2016-07-15

date:2016-05-05；Revised date:2016-07-15

中國(guó)人民公安大學(xué)高?；究蒲袠I(yè)務(wù)費(fèi)項(xiàng)目（2016JKF01212）

引用格式:顏靖華，侯毅.戰(zhàn)術(shù)寬帶網(wǎng)絡(luò)波形物理層解決方案［J］.電訊技術(shù)，2016，56（8）：913-918.［YAN Jinghua，HOU Yi.Solution to tactical wideband network waveform physical layer［J］.Telecommunication Engineering，2016，56（8）：913-918.］