電容鉗位多電平逆變器的新型相移空間矢量控制*

蔡智林，　侯　濤

(蘭州交通大學(xué) 自動(dòng)化與電氣工程學(xué)院，甘肅 蘭州　730070)

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電容鉗位多電平逆變器的新型相移空間矢量控制*

蔡智林，侯濤

(蘭州交通大學(xué) 自動(dòng)化與電氣工程學(xué)院，甘肅 蘭州730070)

針對(duì)電容鉗位多電平逆變器傳統(tǒng)載波相移PWM方法的線電壓諧波高、電容電壓不易穩(wěn)定控制、電壓利用率較低等問(wèn)題，提出了一種新型相移空間矢量調(diào)制(PS-SVPWM)策略。將傳統(tǒng)PS-SVPWM引入到多電平電容鉗位逆變器中，雖然提高了電壓利用率，平衡了電容電壓，但不能有效降低線電壓諧波；對(duì)空間矢量調(diào)制中的三角載波進(jìn)行改進(jìn)，提出了新型PS-SVPWM策略。該方法在具備以上優(yōu)點(diǎn)的基礎(chǔ)上，有效降低了線電壓諧波。以三電平電容鉗位逆變器為例，詳細(xì)闡述了新型相移空間矢量控制策略的調(diào)制原理，對(duì)于多電平電容鉗位型逆變器，只需分層調(diào)制，省去大量的扇區(qū)劃分和數(shù)學(xué)計(jì)算。以電容鉗位三電平和五電平逆變器為例進(jìn)行仿真驗(yàn)證，結(jié)果證明了該調(diào)制策略的正確性和有效性。

電容鉗位； 多電平逆變器； 新型相移空間矢量調(diào)制； 電容電壓； 線電壓諧波

0　引　言

多電平逆變器作為一種適用于高壓、大功率能量變換的電力電子裝置，近年來(lái)在工業(yè)領(lǐng)域得到了越來(lái)越多的應(yīng)用。目前，應(yīng)用比較成熟的多電平逆變器拓?fù)渲饕腥怺1-3]： 二極管鉗位型、電容鉗位型和級(jí)聯(lián)型。其中，電容鉗位型相比二極管鉗位型省去了大量二極管，損耗小，效率高；相比級(jí)聯(lián)型則省去了較多直流電源，更加經(jīng)濟(jì)，并具有大量的開關(guān)狀態(tài)組合冗余，易于向更多電平拓展[4-5]。

多電平逆變器常用的調(diào)制方法主要有載波交疊PWM(Carrier Overlapping PWM， COPWM)[6]、混合載波PWM[7]、相移載波PWM(Phase Shift PWM, PSPWM)[8]等。為平衡鉗位電容電壓，只有PSPWM適用于電容鉗位多電平逆變器，但線電壓諧波較大。近年來(lái)，國(guó)內(nèi)外對(duì)于電容鉗位型多電平逆變器的調(diào)制方法進(jìn)行了較多研究。文獻(xiàn)[9-10]提出了一種可以自動(dòng)平衡電容電壓的載波PWM方法；文獻(xiàn)[11-12]通過(guò)對(duì)COPWM方法進(jìn)行改進(jìn)，降低了線電壓諧波，并平衡了電容電壓。但以上調(diào)制方法的電壓利用率較低，實(shí)現(xiàn)較為復(fù)雜。文獻(xiàn)[13]提出了電容鉗位三電平逆變器的空間矢量算法，但需要?jiǎng)澐?7個(gè)扇區(qū)和大量的三角函數(shù)計(jì)算，對(duì)于三電平以上的電容鉗位型逆變器計(jì)算更為復(fù)雜。

針對(duì)以上問(wèn)題，本文提出了一種適用于多電平電容鉗位逆變器的新型相移空間矢量調(diào)制(Phase Shift Space Vector Modulation, PS-SVPWM)策略，通過(guò)空間矢量脈寬調(diào)制(Space Vector Pulse Width Modulation, SVPWM)提高了電壓利用率；通過(guò)相移載波，很好地平衡了鉗位電容的電壓；又通過(guò)對(duì)載波進(jìn)行改進(jìn)，有效降低了線電壓諧波。該方法采用兩電平SVPWM實(shí)現(xiàn)多電平控制，無(wú)需復(fù)雜的劃分扇區(qū)和三角函數(shù)計(jì)算，應(yīng)用靈活，實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單。仿真結(jié)果證明了該方法的正確性。

1　電容鉗位三電平逆變器的工作原理

新型PS-SVPWM算法適用于多電平的電容鉗位逆變器。為便于分析，此處以電容鉗位三電平逆變器為例進(jìn)行闡述。圖1為電容鉗位三電平逆變器單橋臂電路四種工作狀態(tài)的電流流通路徑。電路正常工作時(shí)，鉗位電容的電壓必須始終保持在Udc/2，開關(guān)Sa1、Sa4工作狀態(tài)互補(bǔ)，開關(guān)Sa2、Sa3工作狀態(tài)互補(bǔ)。以1表示開關(guān)導(dǎo)通，0表示開關(guān)關(guān)斷，不同開關(guān)狀態(tài)對(duì)應(yīng)的輸出相電壓如表1所示。開關(guān)Sa1、Sa2導(dǎo)通時(shí)，輸出相電壓為Udc/2，用“P”表示，無(wú)電流流過(guò)鉗位電容，電容電壓不變；開關(guān)Sa3、Sa4導(dǎo)通時(shí)，輸出相電壓-Udc/2，用“N”表示，無(wú)電流流過(guò)鉗位電容，電容電壓不變；開關(guān)Sa1、Sa4導(dǎo)通時(shí)，輸出相電壓為0，用“O+”表示，有正向電流流過(guò)鉗位電容，電容充電；開關(guān)Sa2、Sa4導(dǎo)通時(shí)，輸出相電壓為0，用“O-”表示，有負(fù)向電流流過(guò)鉗位電容，電容放電。只有在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，鉗位電容充放電相等，才能保證電容電壓平衡，逆變器才可以正常工作。

圖1　電容鉗位三電平逆變器工作狀態(tài)

輸出電壓開關(guān)狀態(tài)Sa1Sa2Sa3Sa4Udc/2(P)11000(O+)10100(O-)0101-Udc/2(N)0011

2　新型PS-SVPWM

2.1新型PS-SVPWM原理

傳統(tǒng)PS-SVPWM常用于級(jí)聯(lián)型多電平H橋逆變器，利用兩電平SVPWM和載波移相，生成控制多個(gè)H橋級(jí)聯(lián)單元的PWM波，通過(guò)輸出相電壓的相互疊加得到多電平輸出，易于數(shù)字化實(shí)現(xiàn)，便于向多電平拓展[14-15]。本文利用以上思想，首先將傳統(tǒng)相移空間矢量引入到電容鉗位多電平逆變器中，試驗(yàn)發(fā)現(xiàn)該方法平衡了鉗位電容電壓，提高了電壓利用率，但不能有效抑制線電壓諧波；故又對(duì)三角載波進(jìn)行修改，用鋸齒載波代替三角載波，得到適用于電容鉗位型逆變器的新型PS-SVPWM。新調(diào)制方法具備載波相移調(diào)制和SVPWM兩種調(diào)制技術(shù)的優(yōu)點(diǎn)，可以大大簡(jiǎn)化計(jì)算，并且可以平衡鉗位電容的電壓，提高電壓利用率，降低線電壓諧波。

電容鉗位三電平逆變器的電路拓?fù)淙鐖D2所示。新型PS-SVPWM采用分層調(diào)制，首先，定義Sa1，Sa4，Sb1，Sb4，Sc1，Sc4為外層開關(guān)，如圖2虛線框外所示；Sa2，Sa3，Sb2，Sb3，Sc2，Sc3為內(nèi)層開關(guān)，如圖2虛線框內(nèi)所示。外層的6個(gè)開關(guān)和內(nèi)層的6個(gè)開關(guān)分別采用兩個(gè)兩電平的SVPWM，即外層SVPWM和內(nèi)層SVPWM分別控制外層的6個(gè)開關(guān)和內(nèi)層的6個(gè)開關(guān)。

圖2　電容鉗位三電平逆變器拓?fù)?/p>

對(duì)于傳統(tǒng)PS-SVPWM，外層SVPWM采用原始的三角載波，內(nèi)層SVPWM采用的三角載波相比原三角載波相移Ts/2。Ts為三角載波周期，即開關(guān)周期。對(duì)于新型PS-SVPWM，只需將三角載波替換為鋸齒載波即可。

N電平電容鉗位逆變器，需對(duì)N-1層開關(guān)分別采用兩電平空間矢量逐層調(diào)制，從外層到內(nèi)層，三角載波依次相移Ts/(N-1)個(gè)周期。

電容鉗位三電平逆變器的PS-SVPWM的具體原理如圖3所示。與兩電平SVPWM不同的是U1，U2，U3，U4，U5，U6為“虛擬”出的6個(gè)電壓矢量，構(gòu)成兩電平SVPWM的6個(gè)扇區(qū)。通過(guò)兩電平SVPWM結(jié)合相移載波，以合成圓形磁鏈為目的，控制逆變器工作。以第一扇區(qū)為例，Uref1為外層空間矢量參考電壓，Uref2為內(nèi)層空間矢量參考電壓，Uref1和Uref2的模值相等，參考電壓矢量從外層到內(nèi)層依次相移λ，相移角度的大小λ=100πTs/(N-1)。依據(jù)兩電平SVPWM原理對(duì)Uref1進(jìn)行分析(Uref2的分析與Uref1同理)，設(shè)T1、T2、T0分別為有效矢量U1、U2和零矢量U0或U7在一個(gè)開關(guān)周期Ts內(nèi)的作用時(shí)間，有：

(1)

圖3　內(nèi)層外層參考電壓矢量圖

其中：M=|Uref|/(Udc/2)，為調(diào)制比。

由參考電壓矢量在線性調(diào)制區(qū)的約束條件可得

T1+T2≤Ts

(2)

(3)

通過(guò)PS-SVPWM，使驅(qū)動(dòng)逆變器各層開關(guān)的PWM波發(fā)生一定的相位差，實(shí)現(xiàn)逆變器鉗位電容的電壓平衡和多電平輸出。對(duì)于兩層開關(guān)的電容鉗位逆變器，相電壓可輸出3個(gè)電平，線電壓可輸出5個(gè)電平；對(duì)于有n層開關(guān)的電容鉗位逆變器，輸出相電壓和線電壓電平個(gè)數(shù)分別為N=n+1和N=2n+1。

2.2電容電壓控制及諧波分析

電容鉗位型三電平逆變，對(duì)鉗位電容的電壓平衡能力要求較高，需嚴(yán)格保證電容電壓穩(wěn)定在Udc/2，否則將導(dǎo)致開關(guān)器件電壓應(yīng)力不均，諧波含量增加，電容電壓嚴(yán)重不平衡時(shí)，逆變器將不能正常工作。因此，采用PS-SVPWM，鉗位電容的電壓平衡條件為在一個(gè)開關(guān)周期Ts內(nèi)電容的充放電時(shí)間相等，即

Tc=Td

(4)

式中：Tc——電容充電時(shí)間；

Td——電容放電時(shí)間。

傳統(tǒng)PS-SVPWM的相移載波采用三角載波，通過(guò)對(duì)三角載波進(jìn)行相移，可以平衡鉗位電容電壓，但簡(jiǎn)單地把它引入到電容鉗位型逆變器中，并不能抑制線電壓諧波，線電壓諧波依然較大，對(duì)濾波器要求較高，并且輸出線電壓諧波過(guò)高也會(huì)嚴(yán)重影響逆變器負(fù)載的運(yùn)行質(zhì)量。因此，對(duì)三角載波進(jìn)行修正，將三角載波替換為鋸齒載波，這樣不但可以很好地平衡鉗位電容的電壓，而且有效減小了線電壓諧波。

(1) 鉗位電容電壓的平衡控制原理。傳統(tǒng)PS-SVPWM切換時(shí)間Tcm與三角載波比較，得到的每個(gè)開關(guān)周期的PWM波如圖4(a)所示；新型PS-SVPWM切換時(shí)間Tcm與鋸齒載波比較，得到的每個(gè)開關(guān)周期的PWM波如圖4(b)所示。圖4(a)和圖4(b)中鉗位電容的充電狀態(tài)“O+”和放電狀態(tài)“O-”的作用時(shí)間相等，即Tc=Td，所以采用相移載波。每個(gè)開關(guān)周期鉗位電容充放電一次，電容電壓可保持穩(wěn)定，且開關(guān)頻率越高，電容電壓越穩(wěn)定。

圖4　相移空間矢量PWM波

(2) 線電壓諧波抑制原理。由于三角載波與鋸齒載波的幾何形狀不同，在相移空間矢量的調(diào)制過(guò)程中，三相逆變器必然會(huì)表現(xiàn)出不同的線電壓諧波性能。圖5中，切換時(shí)間Tacm、Tbcm分別控制A相與B相的PWM波的生成，UAN、UBN分別為逆變器輸出相電壓電平，UAB為逆變器輸出線電壓電平。抑制線電壓諧波的原理是，在每一開關(guān)周期，逆變器相鄰兩相的輸出相電壓電平不產(chǎn)生交疊。

Tcm位于載波“上半部分”，逆變器輸出相電壓電平“O+”、“O-”、“N”；Tcm位于載波“下半部分”，逆變器輸出相電壓電平“O+”、“O-”、“P”。逆變器輸出線電壓：

UAB=UAN-UBN

(5)

采用三角載波的傳統(tǒng)PS-SVPWM逆變器輸出線電壓如圖5(a)所示；采用鋸齒載波的新型PS-SVPWM逆變器輸出線電壓如圖5(b)所示。比較圖5(a)和圖5(b)，采用三角載波相移的傳統(tǒng)SVPWM，其逆變器輸出線電壓UAB發(fā)生了交疊；而鋸齒載波相移的新型SVPWM，逆變器輸出線電壓UAB沒(méi)有產(chǎn)生交疊，因此，可有效抑制線電壓諧波。

圖5　三角波與鋸齒波調(diào)制輸出線電壓

3　仿真與結(jié)果分析

為證明所提新型PS-SVPWM在電容鉗位型逆變器中應(yīng)用的正確性和有效性，在MATLAB中建立了三電平電容鉗位逆變器的相移載波調(diào)制、傳統(tǒng)PS-SVPWM和新型PS-SVPWM的仿真模型；為進(jìn)一步證明新型相移空間矢量在多電平電容鉗位逆變器中的可行性，又建立了采用新型調(diào)制策略的電容鉗位五電平逆變器的仿真模型。具體仿真參數(shù)如下： 直流輸入電壓Udc=400V，開關(guān)頻率取f=2000Hz，鉗位電容C=500μF，濾波電感L=8mH，采用純阻性負(fù)載R=20Ω。仿真結(jié)果如圖6～圖9所示。

圖6　M=1，三電平電容鉗位逆變器傳統(tǒng)PSPWM輸出電壓波形

圖7　M=1.15，三電平電容鉗位逆變器傳統(tǒng)PS-SVPWM輸出電壓波形

圖8　M=1.15，三電平電容鉗位逆變器新型PS-SVPWM輸出電壓波形

圖6為三電平電容鉗位逆變器傳統(tǒng)PSPWM的輸出電壓波形，調(diào)制比取最大值M=1。圖7和圖8分別為傳統(tǒng)PS-SVPWM和新型PS-SVPWM的輸出電壓波形，最大調(diào)制比可取到M=1.15。對(duì)比圖6(a)、圖7(a)和圖8(a)，傳統(tǒng)PSPWM與傳統(tǒng)PS-SVPWM的線電壓諧波均出現(xiàn)電平層的

相互交疊，諧波較大；而新型PS-SVPWM的線電壓波形無(wú)交疊，更趨近于正弦波，諧波較小。對(duì)比圖6(b)、圖7(b)和圖8(b)，傳統(tǒng)PSPWM的逆變器輸出相電壓的最大值約為200V，而傳統(tǒng)PS-SVPWM和新型PS-SVPWM的逆變器輸出的相電壓最大值可取得約230V，提高了電壓利用率。圖8(c)為鉗位電容的電壓波形，電壓穩(wěn)定在200V，只有約±0.4V波動(dòng)，電容電壓穩(wěn)定度較高。因此，對(duì)于電容鉗位的三電平逆變器，傳統(tǒng)PS-SVPWM相比傳統(tǒng)的PSPWM有較大優(yōu)勢(shì)，而新型PS-SVPWM的優(yōu)勢(shì)更加明顯。

圖9　M=1.15，五電平電容鉗位逆變器新型PS-SVPWM

圖9為調(diào)制比取最大值M=1.15，采用新型PS-SVPWM的五電平電容鉗位逆變器輸出波形。圖9(a)為逆變器輸出線電壓，共9個(gè)電平；圖9(b)為濾波后，逆變器輸出相電壓，約230V；圖9(c)為其中一個(gè)逆變橋臂上的三個(gè)鉗位電容的電壓波形，從內(nèi)層到外層，三個(gè)鉗位電容的電壓依次穩(wěn)定在100、200、300V附近，電壓波動(dòng)約±0.5V?？梢姡岢龅男滦蚉S-SVPWM算法，在更多電平的電容鉗位型逆變器調(diào)制中，同樣具有良好的性能。

4　結(jié)　語(yǔ)

本文把傳統(tǒng)PSPWM與SVPWM結(jié)合，首次提出將傳統(tǒng)PS-SVPWM引入到多電平電容鉗位的逆變器中。該方法平衡了電容電壓，提高了電壓利用率；其次又對(duì)SVPWM中的三角載波進(jìn)行修正，采用鋸齒載波，進(jìn)一步提出了適用于電容鉗位型逆變器的新型PS-SVPWM。該方法不但可以平衡電容電壓，提高電壓利用率，而且有效抑制了線電壓諧波。新型PS-SVPWM方法，采用兩電平SVPWM，無(wú)需過(guò)多的劃分扇區(qū)和復(fù)雜的數(shù)學(xué)計(jì)算，易于實(shí)現(xiàn)數(shù)字控制。對(duì)于三電平以上的電容鉗位逆變器，優(yōu)勢(shì)更為明顯，只需將鋸齒載波相移一定的周期，得到各層開關(guān)的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，進(jìn)行分層調(diào)制，便可得到更多的電平輸出。因此，本文所提出的電容鉗位型多電平逆變器的新型PS-SVPWM方法具有良好的工程實(shí)用價(jià)值和應(yīng)用前景，且對(duì)動(dòng)態(tài)響應(yīng)要求較高的電機(jī)負(fù)載，SVPWM可提高響應(yīng)速度，減小轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)，實(shí)用性更強(qiáng)。

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New Phase Shift Space Vector Control for Capacitor Clamped Multilevel Inverter*

CAIZhilin,HOUTao

(College of Automation and Electrical Engineering, Lanzhou Jiaotong University, Lanzhou 730070， China)

Aiming at the traditional carrier phase shift PWM method for capacitor clamped multilevel inverter, the line voltage harmonics was high, capacitor voltage was not easy to control stability and low utilization ratio of voltage, a novel phase shift space vector modulation (PS-SVPWM) strategy was proposed. The traditional PS-SVPWM was introduced into the multilevel capacitor clamped inverter, which could improve the voltage utilization and balance the capacitor voltage, but it could not reduce the line voltage harmonics effectively; the carrier of space vector modulation was improved, and a new PS-SVPWM strategy was proposed, which was based on the advantages of the above method and effectively reduced the line voltage harmonics. Taking the three level capacitor clamped inverter as an example, the modulation principle of the new phase shift space vector control strategy was described in detail and just layered modulation for multilevel capacitor clamped inverter, which eliminated a large number of sector division and mathematical calculations. Finally, the simulation model was based on the three level and the capacitor clamped five level inverter, the results showed that the proposed method was correct and effective.

capacitor clamped; multilevel inverter; new phase shift space vector modulation; capacitor voltage; line voltage harmonic

甘肅省自然科學(xué)基金項(xiàng)目(1308RJZA116)

蔡智林(1988—)，男，碩士研究生，研究方向?yàn)楣β首儞Q器控制及應(yīng)用。

侯濤(1975—)，男，副教授，博士，研究方向?yàn)橹悄芸刂婆c智能信息處理。

TM 464

A

1673-6540(2016)08- 0008- 06

2016-01-29